Post on 30-Dec-2019
Curs 9 2019/2020
2C/1L, DCMR (CDM)
Minim 7 prezente (curs+laborator)
Curs - conf. Radu Damian Marti 14-16, P7
E – 50% din nota
probleme + (2p prez. curs) + (3 teste) + (bonus activitate) ▪ primul test L1 (t2 si t3 neanuntate)
▪ 3pz (C) = +0.5p
toate materialele permise
2C/1L, DCMR (CDM) Laborator – conf. Radu Damian
Miercuri 10-14 impar II.12 (par eng.)
Joi 14- 16 par
L – 25% din nota
▪ prezenta + rezultate personale
P – 25% din nota
▪ tema personala
http://rf-opto.etti.tuiasi.ro
http://rf-opto.etti.tuiasi.ro Irinel Casian-Botez: "Microunde vol. 1:
Proiectarea de circuit", Ed. TEHNOPRES, 2008
David Pozar, Microwave Engineering, Wiley; 4th edition , 2011, ISBN : 978-1-118-29813-8 (E), ISBN : 978-0-470-63155-3 (P)
0 dBm = 1 mW 3 dBm = 2 mW 5 dBm = 3 mW 10 dBm = 10 mW 20 dBm = 100 mW -3 dBm = 0.5 mW -10 dBm = 100 W -30 dBm = 1 W -60 dBm = 1 nW
0 dB = 1 + 0.1 dB = 1.023 (+2.3%) + 3 dB = 2 + 5 dB = 3 + 10 dB = 10 -3 dB = 0.5 -10 dB = 0.1 -20 dB = 0.01 -30 dB = 0.001
dB = 10 • log10 (P2 / P1) dBm = 10 • log10 (P / 1 mW)
[dBm] + [dB] = [dBm]
[dBm/Hz] + [dB] = [dBm/Hz]
[x] + [dB] = [x]
Reprezentare polara
modul
faza sincos jzbjaz
0,2
,2
0,0,arctan
0,0,arctan
0,arctan
arg
anedefinit
baa
b
baa
b
aa
b
z
22 baz
impedanta la intrarea liniei de impedanta caracteristica Z0 , de lungime l , terminata cu impedanta ZL
lZjZ
lZjZZZ
L
Lin
tan
tan
0
00
ΓL
Z0 ZL
-l 0
Zin
Transfer de putere
Ei
Zi
ZL Pa
PL
aL
iL
PP
ZZ
*
Ei
Zi
ZL Pa
Pa
aL
iL
PP
ZZ
*
Generatorul are posibilitatea de a oferi o anumita putere maxima de semnal Pa
Pentru o sarcina oarecare, acesteia i se ofera o putere de semnal mai mica PL < Pa
Se intampla “ca si cum” (model) o parte din putere se reflecta Pr = Pa – PL
Puterea este o marime scalara!
Ei
Zi Pa
aL
iL
PP
ZZ
*
Ei
Zi ZL
PL
Ei
Zi
ZL
Pa PL
Pr
+
S11 si S22 sunt coeficienti de reflexie la intrare si iesire cand celalalt port este adaptat
2
1
2221
1211
2
1
a
a
SS
SS
b
b
01
111
2
aa
bS
[S]
a1 a2
b1 b2
02
222
1
aa
bS
S21 si S12 sunt amplificari de semnal cand celalalt port este adaptat
2
1
2221
1211
2
1
a
a
SS
SS
b
b
01
221
2
aa
bS
[S]
a1 a2
b1 b2
02
112
1
aa
bS
a,b informatia despre putere SI faza
Sij influenta circuitului asupra puterii semnalului
incluzand informatiile relativ la faza
2
1
2221
1211
2
1
a
a
SS
SS
b
b
0
02
21ZsursaPutere
ZsarcinaPutereS
[S]
a1 a2
b1 b2
Adaptarea de impedanţa
Im Γ
Re Γ
|Γ|=1
+1
+1
-1
-1
|Γ|
θ=arg Γ
Im Γ
Re Γ
|Γ|=1
+1
+1
-1
-1
|Γ|
θ=arg Γ
Adaptarea cu sectiuni de linii (stub)
15/6 16/7
17/8
18/9
Re Γ
+1
+1
-1
-1
rL = 1 gL = 1
Im Γ
Shunt Stub (sectiune de linie in paralel)
Semnul (+/-) solutiei alese la ecuatia liniei serie impune semnul solutiei utilizate la ecuatia stub-ului paralel solutia “cu +”
solutia “cu -”
S 2cos2
1
1
2tan
S
Ssp l
593.02cos 35.1262
85.46593.0S
85.46;593.0 S
35.126285.46 7.39 472.11
2Im
2
S
S
Sy
2.1241808.55Imtan 1
spSsp y
35.126285.46 4.931806.86
472.11
2Im
2
S
S
Sy 8.55Imtan 1
Ssp y
Series Stub (sectiune de linie in serie) tehnologic mai dificil de realizat la liniile
monofilare (microstrip)
Semnul (+/-) solutiei alese la ecuatia liniei serie impune semnul solutiei utilizate la ecuatia stub-ului serie solutia “cu +”
solutia “cu -”
28.56292.29 1.43 335.11
2Im
2
S
S
Sz
2.1431808.36Imcot 1
ssSss z
8.1661802.13
335.11
2Im
2
S
S
Sz
S 2cos2
1
1
2cot
S
S
ss l
92.29555.0S
92.29;555.0 S 555.02cos 28.562
28.56292.29
8.36Imcot 1
Sss z
Caracterizare cu parametri S Normalizati la Z0 (implicit 50Ω) Cataloage: parametri S pentru anumite
polarizari
L
Lin
S
SSS
V
V
22
211211
1
1
1
S
Sout
S
SSS
V
V
11
211222
2
2
1
Doua porturi in care adaptarea influenteaza transferul de putere
Pav S Pin Pav L PL
Castigul de putere disponibil 22
22
22
21
11
1
outL
S
Sav
Lav
A
S
S
P
PG
Castigul de putere de transfer (transducer power gain)
2
22
2
222
21
11
11
LinS
LS
Sav
LT
S
S
P
PG
Castigul de putere de transfer unilateral
2
22
2
2
11
22
211
1
1
1
L
L
S
STU
SSSG
012 S
Permite tratarea separata a intrarii si iesirii
Linin
11Sin
Stabilitate
marimi care intereseaza: stabilitate castig de putere zgomot (uneori – semnal mic) liniaritate (uneori – semnal mare)
Ecuatia unui cerc, care reprezinta locul geometric al punctelor ΓL pentru limita de stabilitate
Cercul se numeste cerc de stabilitate la iesire (ΓL)
22
22
2112
22
22
**1122
S
SS
S
SSL
22
22
**1122
S
SSCL 22
22
2112
S
SSRL
LLL RC
Doua cazuri: (a) exterior stabil / (b) interior stabil
Stabil
Instabil Neconditionat Stabil
DS DS
CS CS
Stabil
Instabil
Neconditionat Stabil
DS
CS
DS
CS
Stabilitatea necondiţionată: circuitul este necondiţionat stabil dacă |Γin|<1 şi |Γout|<1 pentru orice impedanţă pasivă a sarcinii şi sursei
Stabilitatea condiţionată: circuitul este condiţionat stabil dacă |Γin|<1 şi |Γout|<1 doar pentru un anumit interval de valori pentru impedanţa pasivă a sarcinii şi sursei
Utile pentru analiza de banda larga Stabilitatea nu e suficient sa fie apreciata
doar la frecventele de lucru
e necesar sa avem stabilitate pentru ΓL si ΓS alese la orice frecventa
Diportul este neconditionat stabil daca: Sunt indeplinite simultan conditiile K > 1
|Δ| < 1 Sunt valabile si conditiile implicite |S11| < 1
|S22| < 1
21122211 SSSS
2112
22
22
2
11
2
1
SS
SSK
12
1
2112
22
22
2
11
SS
SSK 121122211 SSSS
Conditia Rollet depinde de doi parametri, K si Δ, si nu poate fi utilizata pentru compararea stabilitatii a doua scheme
11
21121122
2
11
SSSS
S
Diportul este neconditionat stabil daca: μ > 1
Sunt valabile si conditiile implicite |S11| < 1 |S22| < 1
In plus se poate spune ca daca μ creste se obtine stabilitate mai buna μ este distanta de la centrul diagramei Smith la cercul de
stabilitate la iesire
Parametru dual pentru μ, determinat relativ la cercul de stabilitate la intrare
11
21122211
2
22
SSSS
S
Diportul este neconditionat stabil daca: μ’ > 1
Sunt valabile si conditiile implicite |S11| < 1 |S22| < 1
In plus se poate spune ca daca μ’ creste se obtine stabilitate mai buna μ’ este distanta de la centrul diagramei Smith la cercul de
stabilitate la intrare
ATF-34143 at Vds=3V Id=20mA. @0.518GHz
ATF-34143 at Vds=3V Id=20mA. @0.518GHz
Unconditionally Stable
Conditionally Stable
ATF-34143 at Vds=3V Id=20mA. @0.518GHz
Unconditionally Stable
Conditionally Stable
ATF-34143 at Vds=3V Id=20mA. @0.518GHz Neconditionat stabil pentru f > 6.31GHz
Stabilitatea neconditionata pentru un interval larg de frecvente are avantaje importante Ex: pot proiecta cu ATF 34143 un amplificator stabil
(conditionat) la 5GHz, dar acest lucru este inutil daca apar oscilatii la 500MHz (μ≈0.1)
Minimul necesar in conditii de lucru cu stabilitate conditionata este sa se verifice stabilitatea la frecvente inafara benzii
Stabilitatea neconditionata poate fi fortata prin introducerea de elemente rezistive in serie/paralel la intrare si/sau iesire
Rsmin
Rsmin
85.150037.0minsR
Rs = 2Ω K = 1.008, MAG = 13.694dB @ 5GHz
fara stabilizare, K = 0.886, MAG = 14.248dB @ 5GHz
Rpmax Gpmin
min
max
1
p
pG
R
367.4502.0226.0026.0
1
j
j
6.99502.0
50maxpR
Rp = 90Ω K = 1.013, MAG = 13.561dB @ 5GHz
fara stabilizare, K = 0.886, MAG = 14.248dB @ 5GHz
Procedura se poate aplica similar la iesire (plecand de la CSOUT)
Din exemplele anterioare, incarcarea rezistiva la intrare are efect pozitiv si asupra stabilitatii la iesire si viceversa (incarcare la iesire efect asupra stabilitatii la intrare)
Rsmin Rpmax
Efect negativ asupra castigului trebuie urmarit MAG/MSG in timpul proiectarii
Efect negativ asupra zgomotului (va urma) Se poate alege una din cele 4 variante care ofera
performante mai bune (in functie de aplicatie) Se pot realiza cu elemente de pasivizare selective in
frecventa Ex: Circuite RL, RC sacrifica performanta doar unde este
necesar sa se imbunatateasca stabilitatea fara afectarea frecventelor la care dispozitivul e deja stabil
E posibil ca aceste efecte sa apara automat ca urmare a elementelor parazite ale circuitelor de polarizare (capacitati de decuplare, socuri de radiofrecventa)
Castigul amplificatoarelor de microunde
marimi care intereseaza: stabilitate castig de putere zgomot (uneori – semnal mic) liniaritate (uneori – semnal mare)
Doua porturi in care adaptarea influenteaza transferul de putere
Pav S Pin Pav L PL
Castig maxim de putere se obtine cand
Pentru retele de adaptare fara pierderi
Pentru tranzistor bilateral (S12 ≠ 0) Γin si Γout se influenteaza reciproc deci adaptarea trebuie sa fie simultana
*Sin *
Lout
2
22
2
222
21max
11
11
LinS
LST
S
SG
2
22
22
212max1
1
1
1
L
L
S
TS
SG
|Γ|=1 608.0L
0.2 0.4 0.6 0.8 1.0
0°
45°
90°
135°
180°
225°
270°
315°
65.1429.0 jzL
V0
Z0 ZL
479.82429.21 jZL
608.0L
Adaptare ZL la Z0. Se raporteaza ZL la Z0
Trebuie sa deplasez coeficientul de reflexie in zona in care pentru generator cu Z0 am:
ΓL Γ0
00
m0
adaptare perfecta
adaptare "suficienta"
V0
Zx Z0
Sursa (de ex. tranzitorul) cu ZX are nevoie de un anumit coeficient de reflexie ΓL pentru a functiona corect
Circuitul de adaptare trebuie sa deplaseze coeficientul de reflexie vazut spre sarcina in zona in care pentru sarcina Z0 (Γ0=0) am:
ΓL Γ0
L
mL
adaptare perfecta
adaptare "suficienta"
|Γ|=1
L
0.2 0.4 0.6 0.8 1.0
0°
45°
90°
135°
180°
225°
270°
315°
|Γ|=1
L
0.2 0.4 0.6 0.8 1.0
0°
45°
90°
135°
180°
225°
270°
315°
Circuitele de adaptare care muta ΓL in Γ0 Γ0 in ΓL
sunt identice ca realizare. Difera doar prin ordinea in care se introduc elementele in circuitul de adaptare
Ca urmare se pot folosi in proiectarea circuitelor de adaptare aceleasi: metode relatii
Aflam ΓS
L
Lin
S
SSS
22
211211
1 S
Sout
S
SSS
11
211222
1
L
LS
S
SSS
22
211211
*
1 S
SL
S
SSS
11
211222
*
1
*22
*
*21
*12*
111 S
SSS
L
S
S
SL
S
S
11
22*
1
*21
*12
2
22*22
*1111
*22
22
221 SSSSSSSS SSS
22*21
*12
2
22*11 1 SSSSS
*Sin *
Lout
Ecuatie de gradul 2
Similar
Cu variabilele
2*21
*12
*22
*11 SSSS
01 22**
11
2
22
2
11
2*2211
2 SSSSSS SS
1
2
1211
2
4
C
CBBS
2
2
2222
2
4
C
CBBL
*22111
22
22
2
111 1
SSC
SSB
*11222
22
11
2
222 1
SSC
SSB
Este posibila daca
042
121 CB 04
2
222 CB
2*21
*12
*22
*11 SSSS
22
11
2
22
2
21
2
12
2*2211
2
1 1 SSSSSSC
222
22
22
11
2
121 14 SSCB
22
22
2
22
2
2112
22
22
2
11 14412 SSSSSS
222
22
22
11
2
121 14 SSCB
2
2112
22
22
2
11
22
22
2
11 41244 SSSSSS
Similar
2
2112
22
22
2
11
222
22
22
11
2
121 41214 SSSSSSCB
2
2112
222
22
2
11
2
121 414 SSSSCB
2
2112
2
2112
2
121 424 SSSSKCB
144 22
21
2
12
2
121 KSSCB
144 22
21
2
12
2
222 KSSCB
222
22
22
11
2
121 14 SSCB
2
2112
22
22
2
11
22
22
2
11 41244 SSSSSS
Necesar pentru solutii
1
2
1211
2
4
C
CBBS
2
2
2222
2
4
C
CBBL
1S 1L
121122211 SSSS
0
0
2
1
B
B
12
1
2112
22
22
2
11
SS
SSK
0144
0144
22
21
2
12
2
222
22
21
2
12
2
121
KSSCB
KSSCB
Adaptarea simultana se poate realiza numai pentru amplificatoarele neconditionat stabile la frecventa de lucru, si solutia cu |Γ|<1 se obtine cu semnul “–”
1
2
1211
2
4
C
CBBS
2
2
2222
2
4
C
CBBL
*22111
22
22
2
111 1
SSC
SSB
*11222
22
11
2
222 1
SSC
SSB
In conditiile adaptarii simultane se obtine castigul de transfer maxim pentru tranzistorul bilateral
Daca dispozitivul nu este neconditionat stabil se poate folosi ca o indicatie a capacitatii de amplificare castigul maxim stabil (Maximum Stable Gain)
12
12
21max KK
S
SGT
12
21
S
SGMSG
Indicator in intreaga gama de frecventa a capacitatii de a obtine castig
[dB]
log(f)
GMSG
K< 1 K≥ 1
GMAG = GT max
MAG MSG
curba e continua
MSGKT GS
SG
12
21
1max
neconditionat stabil, adaptare simultana posibila
conditionat stabil, adaptare simultana imposibila
ATF-34143 at Vds=3V Id=20mA. @0.518GHz
Unconditionally Stable
Conditionally Stable
ATF-34143 at Vds=3V Id=20mA. @0.518GHz
Unconditionally Stable
Conditionally Stable
Daca amplificatorul/tranzistorul este unilateral (S12 = 0) adaptarea simultana implica:
11Sin 22Sout *11SS *
22SL
2
22
22
212max1
1
1
1
L
L
S
TS
SG
2
22
2
212
11
max1
1
1
1
SS
SGTU
ATF-34143 at Vds=3V Id=20mA.
fara stabilizare K = 0.886, MAG = 14.248dB @ 5GHz
nu poate fi folosit in aceasta polarizare
ATF-34143 at Vds=4V Id=40mA
fara stabilizare K = 1.031, MAG = 12.9dB @ 5GHz
utilizam aceasta polarizare pentru a implementa un amplificator
ATF-34143 at Vds=4V Id=40mA. @5GHz
S11 = 0.64111°
S12 = 0.117-27°
S21 = 2.923 -6°
S22 = 0.21 111°
Parametri S
S11 = -0.229+0.597·j
S12 = 0.104-0.053·j
S21 = 2.907-0.306·j
S22 = -0.075+0.196·j
dB9.12497.1912
12
21max KK
S
SGT
dB8.11139.151
1
1
12
22
2
212
11
max
S
SS
GTU
1
2
1211
2
4
C
CBBS
2
2
2222
2
4
C
CBBL
*22111
22
22
2
111 1
SSC
SSB
*11222
22
11
2
222 1
SSC
SSB
?
?
1
1
C
B
?
?
2
2
C
B
?S ?L
1
2
1211
2
4
C
CBBS
2
2
2222
2
4
C
CBBL
*22111
22
22
2
111 1
SSC
SSB
*11222
22
11
2
222 1
SSC
SSB
529.0277.0
207.1
1
1
jC
B
013.0222.0
476.0
2
2
jC
B
768.0403.0 jS 04.0685.0 jL
1867.0 S 1686.0 L
7.117867.0S 7.176686.0L
0.2 0.5 1.0
+0.2
+0.5
+1.0
+2.0
-0.2
-0.5
-1.0 -2.0
2.0
0°
90°
135°
225°
270°
V0
Z0
YL
ΓL Γ0
315°
180°
|Γ|=1
45°
j·B1
1ingLin
V0
Z0 ZL
ΓL Zin,Γ0 Z0,β·l
Semnul (+/-) solutiei alese la ecuatia liniei serie impune semnul solutiei utilizate la ecuatia stub-ului paralel solutia “cu +”
solutia “cu -”
S 2cos2
1
1
2tan
S
Ssp l
867.02cos 1.1502 7.117;867.0 S
1.15027.117 9.133 477.31
2Im
2
S
S
Sy
10618074Imtan 1
spSsp y
8.1631802.16
477.31
2Im
2
S
S
Sy 74Imtan 1
Ssp y
7.117867.0S
1.15027.117
Semnul (+/-) solutiei alese la ecuatia liniei serie impune semnul solutiei utilizate la ecuatia stub-ului paralel solutia “cu +”
solutia “cu -”
L 2cos2
1
1
2tan
L
L
sp l
7.176;686.0 L
7.176686.0L
Semnul (+/-) solutiei alese la ecuatia liniei serie impune semnul solutiei utilizate la ecuatia stub-ului paralel solutia “cu +”
solutia “cu -”
L 2cos2
1
1
2tan
L
L
sp l
686.02cos 3.1332 7.176;686.0 L
3.13327.176
885.11
2Im
2
L
L
Ly 9.1171801.62Imtan 1
spLsp y
25180155
885.11
2Im
2
L
L
Ly 1.62Imtan 1
Lsp y
7.176686.0L
3.1581807.21
3.13327.176
In total exista 4 posibilitati de adaptare intrare/iesire
8.163
9.133
1.150
1.1502
477.3
477.3Im Sy
74
10618074sp
0.25
3.158
3.133
3.1332
885.1
885.1Im Sy
1.62
9.117sp
Se alege una din cele doua solutii posibile la intrare
Similar pentru adaptarea la iesire
Proiectare pentru castig impus
marimi care intereseaza: stabilitate castig de putere zgomot (uneori – semnal mic) liniaritate (uneori – semnal mare)
Deseori este necesara o alta abordare decat "forta bruta" si se prefera obtinerea unui castig mai mic decat cel maxim posibil pentru: conditii de zgomot avantajoase (L3 + C9)
conditii de stabilitate mai bune
obtinerea unui VSWR mai mic
controlul performantelor la mai multe frecvente
banda de functionare a amplificatorului
Anumite aplicatii pot impune un raport intre tensiunile maxime/minime pe linii
1
1
min
max
V
VVSWR
VSWR = const Γ = const
Diagrama Smith
constB
G
R
XQ
Factor de calitate ridicat echivalent cu banda ingusta
Adaptarea pentru castig maxim la doua frecvente genereaza o comportare dezechilibrata
[dB]
log(f) f1 f2
MAG MSG
Adaptare pentru castig maxim la frecventa maxima Dezadaptare controlata la frecventa minima eventual la mai multe frecvente din banda
[dB]
log(f) f1 f2
MAG MSG
Se realizeaza cu asumarea unilaterala a amplificatorului
Castig maxim
2
22
2
212
11
max1
1
1
1
SS
SGTU
2
22
2
2
11
22
211
1
1
1
L
L
S
STU
SSSG
012 S
Permite tratarea separata a intrarii si iesirii
11Sin
*11SS
*22SL
Permite estimarea erorii induse de ipoteza tranzistorului unilateral
Se calculeaza U si abaterea maxima si minima a lui GTU fata de GT
aceasta abatere trebuie prevazuta in proiectare ca rezerva pentru castigul maxim
221
1
1
1
UG
G
U TU
T
2
22
2
11
22112112
11 SS
SSSSU
UdBGdBGU TUT 1log201log20
ATF-34143 at Vds=3V Id=20mA. @5GHz
S11 = 0.64139°
S12 = 0.119-21°
S21 = 3.165 16°
S22 = 0.22 146°
094.0
112
22
2
11
22112112
SS
SSSSU
dBdBGdBGdB TUT 861.0783.0
ATF-34143 at Vds=3V Id=20mA. @5GHz
ATF-34143 at Vds=3V Id=20mA. @5GHz
Daca ipoteza tranzistorului unilateral este justificata:
2
22
2
2
212
11
2
1
1
1
1
L
L
S
S
TU
SS
SG
2
11
2
1
1
S
SS
SG
2
22
2
1
1
L
LL
SG
2
210 SG
SSS GG LLL GG
Daca ipoteza tranzistorului unilateral este justificata: castigul adaugat prin adaptare mai buna la intrare nu
depinde de adaptarea la iesire
castigul adaugat prin adaptare mai buna la iesire nu depinde de adaptarea la intrare
Adaptarile la intrare/iesire pot fi tratate independent Se pot impune cerinte diferite intrare/iesire
se tine cont de compunerea castigurilor generate
LST GGGG 0 dBGdBGdBGdBG LST 0
SSS GG
LLL GG
Castig maxim pentru adaptare complex conjugata (putere) la intrare
Pentru oricare alta retea de adaptare
2
11
2
1
1
S
SS
SG
2
11
max1
1
SGS
*
11SS
2
11
max2
11
2
1
1
1
1
SG
SG S
S
SS
ATF-34143 at Vds=3V Id=20mA. @5GHz
S11 = 0.64139°
S12 = 0.119-21°
S21 = 3.165 16°
S22 = 0.22 146°
094.0
112
22
2
11
22112112
SS
SSSSU
dBdBGdBGdB TUT 861.0783.0
83.171
1
1
12
22
2
212
11
max
S
SS
GTU
dBdBGTU 511.12max
dBS
GS 289.2694.11
12
11
max
2
11
2
1
1
S
SS
SG
5.1SG
0.1SG
5.0SG
Cercuri
2
11
2
1
1
S
SS
SG
*11
max SSSS
GG
2
11
2
1
1log10
S
SS
SdBG
*11
max SSSS
GG
Castig normat (coordonate liniare)
Punctele de nivel constant, pentru un gs<1 fixat
111
1 2
112
11
2
max
S
SG
Gg
S
S
S
SS
2
11
22
11 111 SSg SSS
SSSSSS gSSSgSSg 2
11**
1111
22
11
2
11 11
2
11
2
11
2
11
**1111*
11
1
11 Sg
gS
Sg
SSg
S
S
S
SSSSS
22
11
2
112
11 Sg
Sg
S
S
Ecuatia unui cerc in planul complex in care reprezint ΓS Interpretare: Orice punct ΓS care reprezentat in planul
complex se gaseste pe cercul desenat pentru gcerc = Gcerc/GSmax va conduce la obtinerea castigului GS = Gcerc Orice punct in exteriorul acestui cerc va genera un castig GS <
Gcerc Orice punct in interiorul acestui cerc va genera un castig GS >
Gcerc
2
11
2
11
2
11
*11
11
11
11 Sg
Sg
Sg
Sg
S
S
S
SS
SSS RC
2
11
*11
11 Sg
SgC
S
SS
2
11
2
11
11
11
Sg
SgR
S
SS
Centrele cercurilor se gasesc pe segmentul care uneste cu centrul diagramei Smith
Cercurile se traseaza (traditional, CAD) in coordonate logaritmice ([dB])
relatiile de calcul sunt in coordonate liniare !
Cercul corespunzator lui gS = 0 dB trece prin origine
2
11
*11
11 Sg
SgC
S
SS
2
11
2
11
11
11
Sg
SgR
S
SS
*11SS
Castig maxim
Calcul similar
Exemplu
2
22
max1
1
SGL
*
22SL
2
22
2
1
1
L
LL
SG
111
1 2
222
22
2
max
S
SG
Gg
L
L
L
LL
2
22
*22
11 Sg
SgC
L
LL
2
22
2
22
11
11
Sg
SgR
L
LL
dBS
GL 215.0051.11
12
22
max
2
22
2
1
1
L
LL
SG
*22
max SLLL
GG
2
22
2
1
1
L
LL
SG
*22
max SLLL
GG
2
22
2
1
1log10
L
LL
SdBG
Cercurile se reprezinta pentru valorile cerute in dB Este utila calcularea GSmax si GLmax anterior
Se calculeaza G0, GSmax , GLmax Pentru obtinerea castigului impus se aleg valorile
suplimentare necesare (suplimentar la G0) se tine cont de abaterea caracterizata de factorul de
merit U
Se reprezinta cercurile de castig pentru valorile alese GS_dor , GL_dor
Se proiecteaza retelele de adaptare care muta coeficientul de reflexie pe sau in interiorul cercurilor dorite (in functie de aplicatie)
dBGdBGdBGdBG dorLdorSdorit _0_
Preview (pentru laborator 3-4)
Caracterizare cu parametri S Normalizati la Z0 (implicit 50Ω) Cataloage: parametri S pentru anumite
polarizari
[S]
Deseori este necesara o alta abordare decat "forta bruta" si se prefera obtinerea unui castig mai mic decat cel maxim posibil pentru: conditii de zgomot avantajoase (L3)
conditii de stabilitate mai bune
obtinerea unui VSWR mai mic
controlul performantelor la mai multe frecvente
banda de functionare a amplificatorului
Adaptarea pentru castig maxim la doua frecvente genereaza o comportare dezechilibrata
[dB]
log(f) f1 f2
MAG MSG
Adaptare pentru castig maxim la frecventa maxima Dezadaptare controlata la frecventa minima eventual la mai multe frecvente din banda
[dB]
log(f) f1 f2
MAG MSG
Daca ipoteza tranzistorului unilateral este justificata:
2
22
2
2
11
22
211
1
1
1
L
L
S
STU
SSSG
2
11
2
1
1
S
SS
SG
2
22
2
1
1
L
LL
SG
2
210 SG
Daca ipoteza tranzistorului unilateral este justificata: castigul adaugat prin adaptare mai buna la intrare nu
depinde de adaptarea la iesire
castigul adaugat prin adaptare mai buna la iesire nu depinde de adaptarea la intrare
Adaptarile la intrare/iesire pot fi tratate independent Se pot impune cerinte diferite intrare/iesire
se tine cont de compunerea castigurilor generate
LST GGGG 0 dBGdBGdBGdBG LST 0
2
11
2
1
1
S
SS
SG
5.1SG
0.1SG
5.0SG
Cercuri
2
11
2
1
1
S
SS
SG
*11
max SSSS
GG
2
11
2
1
1log10
S
SS
SdBG
*11
max SSSS
GG
Ecuatia unui cerc in planul complex in care reprezint ΓS
Interpretare: Orice punct ΓS care reprezentat in planul complex se gaseste pe cercul desenat pentru gcerc = Gcerc/GSmax va conduce la obtinerea castigului GS = Gcerc Orice punct in exteriorul acestui cerc va genera un castig GS < Gcerc
Orice punct in interiorul acestui cerc va genera un castig GS > Gcerc Discutie similara la iesire CCCIN, CCCOUT
2
11
2
11
2
11
*11
11
11
11 Sg
Sg
Sg
Sg
S
S
S
SS
SSS RC
2
11
*11
11 Sg
SgC
S
SS
2
11
2
11
11
11
Sg
SgR
S
SS
Cercurile se reprezinta pentru valorile cerute in dB Este utila calcularea GSmax si GLmax anterior
Factorul de zgomot F caracterizeaza degradarea raportului semnal/zgomot intre intrarea si iesirea unei componente
oo
ii
NS
NSF
Cercuri
Γopt = 0.45 174°
Amplificator de zgomot redus La intrare e necesar un compromis intre
zgomot (cerc de zgomot constant la intrare)
castig (cerc de castig constant la intrare)
stabilitate (cerc de stabilitate la intrare)
La iesire zgomotul nu intervine (nu exista influenta). Compromis intre:
castig (cerc de castig constant la iesire)
stabilitate (cerc de stabilitate la iesire)
Daca se sacrifica 1.2dB castig la intrare pentru conditii convenabile F,Q (Gs = 1 dB)
Se prefera obtinerea unui zgomot mai mic
CCCOUT: -0.4dB, -0.2dB, 0dB, +0.2dB Lipsa conditiilor privitoare la zgomot ofera posibilitatea
obtinerii unui castig mai mare (spre maxim)
De obicei un tranzistor potrivit pentru implementarea unui LNA la o anumita frecventa va avea cercurile de castig la intrare si cercurile de zgomot in aceeasi zona pentru ΓS
Laboratorul de microunde si optoelectronica http://rf-opto.etti.tuiasi.ro rdamian@etti.tuiasi.ro