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S.E.P. S.E.S. D.G.E.S.T.

CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACIÓN Y DESARROLLO TECNOLÓGICO

cenidet CARACTERIZACIÓN Y COMPARACIÓN DEL

DESEMPEÑO DE DISPOSITIVOS PT, NPT Y TS-IGBT

T E S I S QUE PARA OBTENER EL GRADO DE

MAESTRO EN CIENCIAS EN INGENIERÍA ELECTRÓNICA

P R E S E N T A : ING.CHRISTIAN AYALA ESQUIVEL

DIRECTORES DE TESIS: Dra. MARÍA COTOROGEA PFEIFER Dr. ABRAHAM CLAUDIO SÁNCHEZ

CUERNAVACA, MORELOS , MEXICO AGOSTO 2005

1

CCaappííttuulloo 11 AAnntteecceeddeenntteess En este capítulo se presenta el planteamiento del problema que aborda el trabajo de tesis,

así como la justificación, los objetivos y los alcances. Se menciona la importancia de estudiar el

transistor bipolar de compuerta aislada (IGBT). Se definen los conceptos y las características más

importantes y se describen las diferentes estructuras de IGBTs.

S.E.P. S.E.S. D.G.E.S.T.

CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACIÓN Y DESARROLLO TECNOLÓGICO

cenidet CARACTERIZACIÓN Y COMPARACIÓN DEL

DESEMPEÑO DE DISPOSITIVOS PT, NPT Y TS-IGBT

T E S I S QUE PARA OBTENER EL GRADO DE

MAESTRO EN CIENCIAS EN INGENIERÍA ELECTRÓNICA

P R E S E N T A : ING.CHRISTIAN AYALA ESQUIVEL

DIRECTORES DE TESIS: Dra. MARÍA COTOROGEA PFEIFER Dr. ABRAHAM CLAUDIO SÁNCHEZ

CUERNAVACA, MORELOS , MEXICO AGOSTO 2005

Caracterización y Comparación del Desempeño de Dispositivos PT, NPT y TS-IGBT CENIDET

2 Tesis de maestría

1.1 Planteamiento del problema

La problemática que tiene el diseñador de convertidores electrónicos de potencia es la selec-

ción adecuada del dispositivo de conmutación. El transistor de compuerta aislada (IGBT) es hoy en

día el interruptor más utilizado para aplicaciones a medianas potencias y frecuencias.

En la actualidad existen tecnologías optimizadas de IGBTs para las diferentes aplicaciones

específicas, siendo las tecnologías básicas la estructura Punch Through (PT) y Non Punch Through

(NPT). Recientemente se ha desarrollado una nueva tecnología llamada Trench-Stop (TS), la cual

aprovecha las ventajas de las dos tecnologías anteriores, así como las propiedades mejoradas del

diseño de compuerta tipo trinchera. Para utilizar adecuadamente el dispositivo en una aplicación

dada, es necesario conocer a detalle las características de la tecnología seleccionada. En este trabajo

se pretende apoyar al diseñador de convertidores a través de la caracterización de la nueva tecnolo-

gía Trench-Stop.

1.2 Introducción

De todos los tipos de energías disponibles en la actualidad, la energía eléctrica es la más am-

pliamente utilizada por la industria. Su consumo constituye una medida de la industrialización y

prosperidad de un país. La industria actual requiere sistemas que permitan convertir la energía eléc-

trica primaria, proveniente de la red de distribución eléctrica, a las diferentes formas que cada apli-

cación requiere.

Por electrónica de potencia se entiende aquella rama de la electrónica que se encarga de

adecuar, controlar y convertir la energía eléctrica disponible. Esta parte de la electrónica utiliza los

dispositivos electrónicos en su función interruptor para manejar y modificar las características de la

energía eléctrica.

Los equipos que se encargan de procesar la energía eléctrica primaria se conocen con el

nombre de convertidores electrónicos y se encuentran donde sea necesario un proceso de adecua-

ción de la energía eléctrica, como en aplicaciones industriales, comerciales, residenciales o dentro

de entornos militares o aeroespaciales.

La electrónica de potencia es ampliamente utilizada en electromedicina, procesos de refinado

de metales, producción de gases químicos, control de iluminación, control de temperatura (calenta-

miento y enfriamiento), caldeo inductivo, vehículos eléctricos, control de velocidad de cualquier

tipo de motor eléctrico, fuentes de alimentación para TV y computadoras, etc.

Capítulo 1: Antecedentes

Christian Ayala Esquivel 3

Un sistema electrónico de potencia está formado por los circuitos electrónicos que se encar-

gan de controlar un determinado proceso de conversión de energía eléctrica, los cuales están forma-

dos por uno o más dispositivos semiconductores de potencia (DSEP), el actuador, el convertidor

transductores y procesadores o sistemas de control (microprocesadores y microcontroladores).

1.2.1 Dispositivos semiconductores de potencia (DSEP)

Los dispositivos semiconductores de potencia constituyen hoy en día el corazón de cualquier

equipo de conversión de energía eléctrica y se puede decir que a partir de su introducción nació la

electrónica de potencia. La técnica de convertidores comenzó con la invención de la válvula de

mercurio como elemento rectificador a principios del siglo XX, aunque fue hasta finales de la déca-

da de los cincuenta cuando se inventó el tiristor o rectificador controlado de silicio (SCR). Es en ese

momento cuando se puede decir que se inicia la electrónica de potencia moderna.

Con el paso del tiempo fueron apareciendo otros dispositivos como son: el triac, los tiristores

de bloqueo por compuerta (GTO), los transistores bipolares de potencia (BJT), los transistores de

efecto de campo de potencia (MOSFET), los transistores bipolares de compuerta aislada (IGBT),

los transistores y tiristores de inducción estática (SIT e SITH) y los tiristores de compuerta tipo

MOS (MCT).

La evolución de estos dispositivos ha sido impulsada por la necesidad de manejar niveles y

densidades de potencia más elevados, así como de mejorar las características de conmutación. Los

dispositivos existentes se han mejorado de forma radical, alcanzando prestaciones insospechadas en

sus comienzos. En la actualidad se alcanzan tensiones del orden de 5000 voltios y corrientes de

5000 amperios o superiores.

Se busca que los dispositivos semiconductores de potencia se acerquen lo más posible al

comportamiento de un interruptor ideal. Sin embargo, dada la física del semiconductor, existen

dependencias entre algunas de las características deseables en un dispositivo, por lo que la optimi-

zación del mismo implica un compromiso, que en los dispositivos unipolares se da entre la tensión

de ruptura y las pérdidas en conducción, y en los dispositivos bipolares, entre las velocidades de

conmutación y las pérdidas en conducción.

Son estas dependencias las que determinan que no exista un dispositivo que pueda ser utili-

zado en todas las aplicaciones, sino que se deberá escoger para cada aplicación determinada el dis-

positivo de potencia adecuado. Aún así, en los últimos años se han desarrollado dispositivos con

nuevas tecnologías y hasta nuevos materiales semiconductores, cuyas características se acercan



cada vez más a las del interruptor ideal, existiendo en la actualidad una variada oferta en los dife-

rentes rangos de corriente, tensión y frecuencia.

Para realizar la caracterización de los diversos semiconductores usados en la electrónica de

potencia, se parte de las características particulares de cada uno de ellos.

1.2.2 Características de los dispositivos semiconductores de potencia

Como se ha mencionado anteriormente, los avances actuales en los procesos de producción

de componentes electrónicos de potencia permiten obtener nuevos dispositivos cuyas características

se acercan cada vez más a las del interruptor ideal.

Las características generales deseables en los semiconductores de potencia son básicamente

las siguientes:

a) tener dos estados perfectamente definidos, uno de alta impedancia (estado de bloqueo)

y otro de baja impedancia (estado de conducción)

b) soportar altas tensiones cuando está en estado de bloqueo, con una corriente de fuga

pequeña (bajas pérdidas por bloqueo)

c) soportar grandes densidades de corriente, con pequeñas caídas de tensión entre sus

terminales cuando está en estado de conducción (bajas pérdidas en conducción)

d) contar con control del paso de un estado a otro con sencillez y poca potencia (control

por tensión)

e) garantizar tiempo mínimo para pasar del estado de conducción al de bloqueo y vicever-

sa, lo que se traduce en una frecuencia de conmutación máxima (bajas pérdidas por

conmutación)

En la mayoría de los casos, estos requerimientos se oponen entre sí y no pueden ser cumpli-

dos de igual manera en un solo dispositivo, por lo que el proceso de selección del interruptor real

dentro de la gran variedad existente no es evidente y depende de la aplicación a la que se destine.

Usualmente, los interruptores electrónicos de potencia presentan una serie de características

comunes, como son: corriente en estado de conducción, tensión en estado de no conducción, poten-

cia disipable, temperatura de unión, caída de tensión en conducción, corriente de fuga en estado de

bloqueo y tiempos de conmutación. Todas ellas permiten caracterizar correctamente el dispositivo

de interés.



1.2.3 Comparación entre los diferentes dispositivos

A continuación se describen los elementos semiconductores de potencia más usuales en la ac-

tualidad y sus principales características. En la Figura 1.1 se muestran las estructuras (corte trans-

versal) de cada uno de ellos [1], [2], [3], [4], [5], [6].

Figura 1.1. Estructura de los dispositivos de potencia más relevantes.

a) Diodo: Es un dispositivo de dos segmentos sin posibilidad de control. Se caracteriza

por su conducción unidireccional de corriente y su principal aplicación es la rectifica-

ción.

b) SCR: Es un dispositivo de tres segmentos con posibilidad de controlar el encendido.

La conducción de corriente es unidireccional. Sus características más importantes son:

puede trabajar con corrientes y tensiones elevadas, su bloqueo es natural, igual que en

un diodo y la velocidad de conmutación es baja, admite corrientes transitorias elevadas

y es fácil de proteger mediante fusibles. Las pérdidas en conducción son pequeñas,

pues su caída de tensión directa máxima está alrededor de 2 V.

c) TRIAC: Es un dispositivo de cuatro segmentos con posibilidad de conducir corrientes

bidireccionales y bloquear tensiones bidireccionales. Es similar en su funcionamiento y

características al SCR, aunque soporta menos corriente y presenta una velocidad de

conmutación menor.

d) GTO: Es un dispositivo de dos segmentos similar al SCR. Presenta la capacidad de

control del bloqueo mediante una señal de corriente negativa en la compuerta. Otra

ventaja sobre los SCR es su mayor rapidez. Puede soportar corrientes y tensiones ele-

vadas, cercanas a las manejadas por los SCR, aunque perdió en su mayoría la capaci-



dad de bloqueo inverso. Su principal inconveniente es su baja ganancia de corriente

durante el apagado, entre 2 y 5 usualmente, que obliga a manejar elevados valores de

corriente en la compuerta, con las complicaciones que esto supone para el circuito de

disparo. Al igual que los SCR, admite corrientes transitorias muy elevadas y es fácil de

proteger con fusibles. Las pérdidas en conducción son bajas, con una caída directa típi-

ca de 2.5 V.

e) Transistor bipolar: Es un dispositivo de dos segmentos con control al encendido y al

apagado. Conmuta entre dos estados: de corte y de saturación o cuasi-saturación. Ma-

neja menores tensiones y corrientes que los SCR, pero es más rápido. Es fácil de con-

trolar a través de la corriente de base, pero el circuito de excitación consume más ener-

gía que el de los SCR, ya que se tiene que mantener una corriente de base durante toda

la conducción. Su principal ventaja es la baja caída entre colector y emisor en el estado

de saturación, lo que reduce la pérdida en conducción. Sus principales inconvenientes

son: pequeña ganancia con tensiones y corrientes altas, elevado tiempo de almacena-

miento, fenómeno de segunda ruptura y la necesidad de incorporar redes de protección

o snubbers.

f) Transistor MOSFET: Es un dispositivo de dos segmentos unipolar. El control se rea-

liza por tensión, teniendo que aportar solamente un pico de corriente para cargar y des-

cargar la capacidad de compuerta al ponerlo en conducción o al bloquearlo. Las venta-

jas más importantes son: alta impedancia de entrada, gran velocidad de conmutación,

fácil puesta en paralelo, ausencia de segunda ruptura, buena estabilidad térmica. Su

principal inconveniente es su alta resistencia entre drenado y fuente en conducción, lo

que se traduce en elevadas pérdidas.

g) IGBT: Es un dispositivo de dos segmentos que combina las ventajas de los transistores

MOSFET y de los bipolares: aprovecha la sencillez de control de los MOSFET (con-

trol por tensión), mientras que la conducción entre colector y emisor es de tipo bipolar,

es decir con capacidad de conducir altas corrientes con baja caída de tensión. Al igual

que el MOSFET, presenta una fácil puesta en paralelo, asegurando una buena distribu-

ción de la corriente.

En los equipos electrónicos que incorporan dispositivos de potencia, el dispositivo utilizado

influye de forma notable en la eficiencia, el costo, el tamaño, el peso y las prestaciones del equipo.

La evolución de la electrónica de potencia ha ido de la mano con la evolución de la tecnología de

estado sólido desarrollada por los diseñadores de microelectrónica. Como consecuencia, dos ten-



dencias importantes en la electrónica de potencia son que por un lado la frecuencia de trabajo de los

dispositivos de alta potencia está continuamente incrementándose igual que por otro lado la poten-

cia manejada por los dispositivos de alta frecuencia. Los interruptores de potencia se optimizan

continuamente para acercarse a la región de operación indicada en la Figura 1.2 se muestra las ten-

dencias de diferentes tecnologías la cual el IGBT esta en unas postura intermedia donde tiene bue-

nas prestaciones en corriente y en tensión, lo cual permite reducir el tamaño y mejorar las presta-

ciones de los convertidores. Para las demas tecnologías el GTO maneja una mayor potencia con

menor frecuencia, mientras que el SIT maneja una mayor frecuencia con pequeña en potencia.

Figura 1.2. Aplicaciones de los dispositivos de potencia controlados.

Otra tendencia actual consiste en incorporar el circuito de control y la etapa de potencia en un

mismo encapsulado. De esta manera se simplifica el cableado, evitando numerosos problemas ori-

ginados por el paso de corrientes grandes a frecuencias altas de conmutación. También en este caso

se consigue un aumento de las prestaciones de los dispositivos y se reduce el volumen y el peso de

los equipos. Los dispositivos que siguen esta tendencia se están agrupando bajo el término de po-

tencia inteligente o "smartpower". Las características que suelen incorporar son [8]:

a) dispositivo de potencia con señal de excitación por tensión (IGBT)

b) protección contra sobretensiones y sobrecorrientes, que activa el circuito de control y

protege el dispositivo de potencia en el apagado

c) activación del control a partir de señales lógicas, para permitir la conexión a etapas de

control diseñadas con microcontrolador

d) aislamiento eléctrico entre la etapa de control y la etapa de potencia

e) control del ancho de pulso (PWM) incorporado

f) posibilidad de disponer de convertidores A/D y D/A en el mismo encapsulado

Tendencia actual



Las principales aplicaciones donde se utilizan los dispositivos inteligentes son los convertido-

res CD/CD en fuentes de alimentación conmutados y en control de motores.

1.3 El transistor bipolar de compuerta aislada (IGBT)

Entre los dispositivos electrónicos de potencia, el IGBT es actualmente el DSEP con las más

amplias gamas de aplicaciones y posibilidades de optimización en un futuro. El IGBT se puede

considerar un transistor híbrido entre el transistor bipolar y el MOSFET de potencia, adquiriendo de

ellos sus mejores características. El IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor, por sus siglas en in-

glés) incorpora las siguientes características del transistor MOSFET:

a) circuito de control sencillo

b) área de trabajo seguro muy amplia, sin la limitación de segunda ruptura

c) capacidad de soportar picos de corrientes elevados

Del transistor bipolar de potencia, el IGBT adopta las características de conducción bipolar

entre colector a emisor, resultando en una baja caída de tensión en estado de conducción.

El IGBT desplaza por un lado el MOSFET en aplicaciones con frecuencias de conmutación

de hasta 20 kHz en conmutación dura y por otro lado el BJT en aplicaciones con potencias de hasta

varios cientos de watts.

1.3.1 Estructura y funcionamiento

La estructura esquemática del IGBT se muestra en la Figura 1.3.

Figura 1.3. Estructura física y símbolo de un transistor IGBT.



El dispositivo presenta una estructura de capas constituida por tres uniones pn (J1, J2, J3). La

unión J3 se encuentra cortocircuitada por la parte metálica del emisor y la unión J1 es la responsable

de la inyección de portadores unitarios en conducción. La aplicación de una tensión tanto positiva

como negativa entre las terminales de colector y emisor bloquea el paso de la corriente, dada la

polarización inversa de las uniones J2 y J1, respectivamente. Estas dos uniones comparten la misma

región n-, de modo que esta tiene que ser suficientemente ancha y con bajo dopado, para que el tran-

sistor pueda soportar las elevadas tensiones en modo de bloqueo [8].

Las condiciones en conducción se pueden analizar mediante el circuito equivalente de la

Figura 1.4a. Desde la compuerta se forma una capa de inversión, característica de los transistores

MOSFET, cuando la tensión VGE es superior a un cierto valor umbral VT. La situación puede repre-

sentarse mediante un MOSFET horizontal cuyas terminales de fuente y drenaje corresponden a los

extremos del canal de conducción y donde las terminales de compuerta y fuente coinciden con las

de la compuerta y emisor del dispositivo, respectivamente.

Por otra parte, la estructura de capas constituida desde el colector puede asociarse a un tran-

sistor pnp, donde las terminales del emisor, base y colector coinciden con las regiones p+, n- y p,

respectivamente. La alta impurificación del emisor determina la elevada difusión de huecos en la

base, pero debido a su anchura, la mayor parte de los huecos inyectados se recombinan en esta. El

flujo entrante de electrones constituye la corriente de base del transistor en cuestión y está generado

por el transistor MOSFET.

En consecuencia, la corriente IC que pasa por el colector del transistor IGBT fluye básica-

mente por la base del pnp y no por el colector, siendo soportada por el canal de conducción del

MOSFET horizontal y constituyendo la trayectoria de corriente dominante por la estructura. En su

trayectoria vertical por la región n-, el débil dopado de esta última determina una cierta resistencia

óhmica representada por el elemento RN. Por otra parte, la conducción lateral a través de la región p

del flujo de huecos inyectado en el colector del transistor pnp, que constituye la trayectoria de co-

rriente de portadores minoritarios, da lugar a una resistencia representada por el elemento Rp en la

Figura 1.4.

En definitiva, el transistor IGBT puede representarse funcionalmente por el modelo de tran-

sistores equivalentes de la Figura 1.4 y, dado el camino principal de la corriente, su región de ope-

ración está en función del MOSFET horizontal de entrada, que puede controlarse con precisión

mediante la tensión de compuerta.



Figura 1.4. Circuito equivalente simplificado y completo de un IGBT.

La estructura de capas conlleva la existencia de un segundo transistor, npn, conectado con el

pnp y cuya terminal del colector, base y emisor corresponden a las regiones semiconductoras n-, p y

n+, donde estas dos últimas se encuentran cortocircuitadas externamente por la terminal del emisor

del IGBT. Por otra parte, como la unión J2 está inversamente polarizada, se incluye su capacidad de

transición. En consecuencia, el modelo completo con dos transistores bipolares corresponde a una

estructura de tiristor Figura 1.4b. La entrada en conducción de T2 determina la activación del tran-

sistor parásito, con la consiguiente saturación de ambos transistores, de modo que el IGBT resulta

prácticamente cortocircuitado entre colector y emisor. En estas condiciones, el MOSFET no condu-

ce y, por tanto, no existe control externo de la estructura desde la terminal de compuerta y puede

darse la destrucción del IGBT si el circuito exterior no limita suficientemente la corriente [8].

El disparo indeseado del tiristor parásito se produce por la conducción del transistor T2, como

resultado de una caída de tensión en Rp igual al valor de conducción de la unión base-emisor. Este

fenómeno de amarre (latch-up) puede suceder cuando el IGBT conduce una corriente excesiva. Así

mismo, cuando el IGBT apaga, toda la tensión externa es soportada en régimen permanente por la

unión J2 inversamente polarizada, lo que provoca que el condensador C se cargue a la tensión de

bloqueo. De este modo, si la corriente de carga de C es suficientemente alta, con un tiempo de con-

mutación de la tensión suficientemente bajo, puede producirse la conducción de T2 y el amarre del

IGBT. Para evitar estas situaciones, se debe asegurar que tanto la corriente como la velocidad de

conmutación en el apagado permanezcan por debajo de ciertos valores límite. Las mejoras tecnoló-

gicas obtenidas en los últimos años han conseguido reducir notablemente e inclusive eliminar el

efecto del tiristor parásito.

a) b)



1.3.2 Tecnologías de fabricación

Actualmente existen en el mercado tres tecnologías de fabricación de IGBTs: la tecnología

Punch-Through, la tecnología Non-Punch-Through y la tecnología Field-Stop.

Figura 1.5. Estructura interna de diferentes tecnologías de IGBT (PT, NPT y FS).

a) Tecnología PT (Punch-Through)

El IGBT de tecnología PT tiene una estructura no homogénea. En esta tecnología de fabrica-

ción el dispositivo es construido en un substrato grueso tipo p+ (≈ 300 µm). La capa n- es obtenida

mediante crecimiento epitaxial y es relativamente delgada. En la Figura 1.5a se muestra una capa

muy delgada n+ entre la base y el emisor del pnp interno, llamada buffer, que limita la expansión de

la región de carga de espacio en estado de bloqueo (efecto Punch-Through) y reduce la inyección

por el emisor en estado de conducción. El IGBT de tipo PT alcanza bajas pérdidas por conducción

(resistencia baja) a través de un coeficiente de emisor alto del BJT interno y bajas pérdidas por

conmutación por medio de un tiempo de vida reducido de los portadores. Esto resulta por un lado en

una distribución de portadores con alta pendiente (dp/dx) en la zona n- y por otro lado en un transi-

torio de corriente en el apagado en forma de cola de gran amplitud que decrece rápidamente y de-

pende en gran medida de la temperatura (por la dependencia de la temperatura del tiempo de vida)

[7].

b) Tecnología NPT (Non Punch-Through )

El IGBT de tecnología NPT tiene una estructura desarrollada originalmente por la compañía

Siemens. Este dispositivo es construido en un substrato homogéneo de tipo n- de aproximadamente

220 µm de ancho. El emisor es realizado a través de implantación de una capa p+ muy delgada y de

dopado bajo (emisor transparente) en la parte posterior del substrato, como se muestra en la Figura

a)

b) c)



1.5b. Por lo tanto, en el IGBT homogéneo se realiza la modulación de la resistencia de base a través

de un bajo coeficiente de emisor en combinación con un tiempo de vida de portadores muy alto.

Estas características conllevan a una distribución de portadores homogénea en la zona n-. Por lo

tanto, en el apagado la expansión de la zona de carga espacial desaloja una parte considerable de las

cargas almacenadas del lado del colector del pnp interno aún a tensiones de bloqueo pequeñas, mar-

cando una de las principales diferencias con la tecnología PT. Por otro lado, las cargas almacenadas

del lado del emisor del pnp interno se desalojan a través de la recombinación de superficie en el

emisor transparente. Ambos efectos mencionados garantizan las bajas pérdidas en conmutación de

un IGBT tipo NPT, sin la utilización de un control de tiempo de vida. La estructura se caracteriza

eléctricamente por un transitorio de corriente en el apagado en forma de cola de una amplitud redu-

cida que decae lentamente y es casi invariable con la temperatura (no se presenta el efecto del tiem-

po de vida). Esta es la tecnología más apropiada para un voltaje elevado, por lo que la mayoría de

los fabricantes producen actualmente los IGBT en tecnología NPT a partir de postensiones de ruptu-

ra de 1200 V. Además, el IGBT homogéneo es muy robusto, ya que tiene un buen comportamiento

bajo condiciones de conmutación dura y corto circuito (área de operación segura casi cuadrada) [7],

[14].

Figura 1.6. Distribución estática y cola de apagado.



En la Figura 1.6 se muestra la distribución del campo eléctrico y la concentración de cargas

en la tecnología PT y NPT.

c) Tecnología FS (Field-Stop)

El IGBT de tecnología FS se desarrolló para aplicaciones que exigen un voltaje de saturación

VCE(sat) pequeño. Esta tecnología ha sido lanzada recientemente al mercado por la compañía Infineon

Technologies (anteriormente Siemens). Con esta estructura se logró reducir las pérdidas por con-

ducción VCE(sat), haciendo la capa n- aún más delgada (≈ 120 µm) a través de la integración de una

capa adicional n+ llamada capa Field-Stop (similar al buffer en una estructura PT). El problema

inicial para la fabricación del dispositivo era manipular obleas muy delgadas [10]-[14].

Tabla 1.1. Tecnologías de IGBTs

CAPAS PT-IGBT FS-IGBT NPT-IGBT

Capa p (emisor)

• sustrato • gruesa y alto dopa-

do • alta eficiencia

• implantada • delgada y bajo

dopado • baja eficiencia

• implantada • delgada y bajo

dopado • baja eficiencia

Capa n- (base)

• epitaxial • delgada

• sustrato • delgada

• sustrato • gruesa

Capa adicional n+

(buffer)

• implantada • delgada y alto do-

pado • reduce eficiencia

del emisor • limita el campo

eléctrico

• implantada • implantada y do-

pado promedio • limita solo el cam-

po eléctrico

• no tiene

Tiempo de vida de los portadores • corto • alto • alto

En la Tabla 1.1 se muestra la herencia que tiene la tecnóloga FS de las tecnologías anteriores,

donde la capa p es implantada y con bajo dopado, lo que resulta en un emisor de baja eficiencia. La

capa n- es el sustrato. La diferencia con el NPT está en que la capa es muy delgada para la tecnolo-

gía FS, mientras que para la tecnología NPT es muy gruesa. La capa adicional buffer es utilizada

solo en la tecnología PT y la tecnología FS, mientras que la tecnología NPT no la tiene. Por ultimo,

el tiempo de vida de los portadores es alto para la tecnología FS y NPT, mientras que la tecnología

PT maneja control de tiempo de vida.



1.3.3 Nuevas estructuras de compuerta

Últimamente se ha aplicado para todas las tecnologías una nueva estructura de compuerta

llamada "trench-gate" o compuerta de trinchera en lugar de la estructura convencional de compuerta

planar, como se muestra en la Figura 1.7. Esta estructura permite reducir las pérdidas en conduc-

ción, puesto que el canal del MOSFET se forma en dirección vertical a la superficie del chip y re-

quiere menos área activa. De esta manera se aumenta la densidad de las celdas. Resumiendo, los

beneficios obtenidos con la estructura trench-gate incluyen una disminución de la resistencia del

canal MOS y la eliminación de la región JFET [10], [13], [15], [16]. Esta estructura de compuerta

se puede aplicar a cualquier tecnología de fabricación de dispositivos MOS. La combinación de la

tecnología Field-Stop con la estructura de compuerta trench dio lugar a un nuevo IGBT llamado

Trench-Stop (TS).

Figura 1.7. Estructura de compuerta planar y de trinchera.

1.3.4 Área segura de operación del IGBT

Para garantizar el funcionamiento correcto del transistor en una aplicación dada, el fabricante

aporta una gráfica sobre el área de trabajo segura del mismo, conocida como área segura de opera-

ción o SOA por sus siglas en inglés (Safe Operating Area). En esta gráfica se representa la corriente

a) b)



IC versus la tensión VCE con los valores límites de funcionamiento del transistor. Trabajar fuera de

los límites indicados puede resultar en el desgaste del dispositivo o en su destrucción.

Las limitaciones que se imponen al IGBT para un funcionamiento dentro de su SOA son:

a) corriente máxima directa

b) tensión máxima entre drenado y fuente, que depende de la tensión de ruptura del transis-

tor PNP

c) temperatura de la unión máxima (potencia máxima)

La ventaja esencial de los transistores IGBT es su área de operación segura casi cuadrada. El

inconveniente principal reside en la dependencia de la temperatura de la cola de corriente. Con las

estructuras NPT y FS se ha logrado eliminar este efecto en gran medida [8].

1.4 Modos de conmutación de un interruptor

A continuación se describen los diferentes modos de conmutación a los que se puede someter

un interruptor de potencia controlado en una aplicación convertidor.

A) Conmutación dura

La conmutación de un interruptor de potencia se define como dura cuando existe la presencia

simultánea de corriente y voltaje en el lapso de tiempo que dura la fase de conmutación. Se puede

presentar tanto al encendido como en el apagado del dispositivo y se caracteriza por sus altas pérdi-

das (Figura 1.8).

B) Conmutación suave

La conmutación de un interruptor de potencia se define como suave cuando el voltaje o la co-

rriente es cero al inicio de la fase de conmutación. Se puede presentar tanto al encendido como en el

apagado del dispositivo y se caracteriza por sus bajas pérdidas (Figura 1.8). La conmutación suave

se clasifica en:

• Conmutación a voltaje cero o ZVS por sus siglas en inglés

Este tipo de conmutación se presenta solamente durante el encendido, cuando el voltaje es ce-

ro antes de que empiece a fluir una corriente por el dispositivo.

• Conmutación a corriente cero o ZCS por sus siglas en inglés

Este tipo de conmutación se presenta solamente durante el apagado, cuando la corriente es

cero antes de que el dispositivo empiece a bloquear una tensión.



C) Corto circuito

El cortocircuito es un tipo de conmutación no deseable en un convertidor, que en principio

corresponde a una conmutación dura en el encendido bajo ciertas condiciones del circuito externo,

siendo el caso más frecuente el cortocircuito de la carga. Esta conmutación se caracteriza por muy

altas pérdidas que llevan al dispositivo a los límites de su operación segura. Según el momento en el

cual se presenta, se distinguen dos tipos de cortocircuito:

• Cortocircuito tipo I

El cortocircuito se presenta durante la fase de bloqueo, antes de que el dispositivo encienda

Figura 1.8.

• Cortocircuito tipo II

El cortocircuito se presenta durante la fase de conducción, antes de que el dispositivo apague

en la Figura 1.8.

En la Figura 1.8 se muestra una comparación entre los diferentes modos de conmutación que

puede presentar un interruptor controlado en cuanto a las formas de onda de corriente y tensión, así

como de potencia instantánea.

D uro

Z V S

D uro

Z C S

E ncendido A pagadoV C E

ICV C EIC

V*I V*I

V*I V*I

V C EIC IC

V C E

V C E

V C E

V C E

IC

IC

C orto I

C orto II

D esde corto

ICV *I

V*I

V *I

Figura 1.8. Diferentes tipos de conmutación existentes en un convertidor [7].

La Figura 1.9 muestra la trayectoria de conmutación del dispositivo semiconductor para cada

uno de los modos descritos dentro de su área de operación segura. Se observa que la conmutación

suave presenta menos pérdidas, mientras que el corto circuito puede llevar al interruptor a operar

fuera de su área segura.



1000A

100A

10A

1A1V 10V 100V 1000V

ON

OFF

Encendido

Apagado

Conmutación dura

1000A

100A

10A

1A1V 10V 100V 1000V

ON

OFF

ZCS

ZVS

Conmutación suave

1V 10V 100V 1000V

CC

OFF

Encendido

Apagado

Corto circuito I

1000A

100A

10A

1A1V 10V 100V

ON

OFF

Corto circuito tipo II

Encendido

Apagado

CC1000A

100A

10A

1A1000V

Figura 1.9. Área de operación segura para cada tipo de conmutación [7].

1.5 Justificación

Para la selección adecuada de un dispositivo electrónico de potencia, hay que considerar as-

pectos como el costo, los elementos parásitos y la potencia disipada. Este último aspecto influye

directamente en la eficiencia del convertidor, sobre todo en tolopogías que utilizan conmutación

dura en los interruptores. Por lo tanto, la evaluación correcta de las pérdidas generadas en función

del tipo de convertidor y sus condiciones de operación son muy importantes para optimizar el dise-

ño del circuito. La información obtenida para esta evaluación de las hojas de datos del fabricante es

a menudo muy limitada o incompleta y representa valores aproximados o bien promediados toman-

do en cuenta las tolerancias que presentan comúnmente los dispositivos. Otro inconveniente se de-

riva de que estos datos no se prestan para comparar entre sí dispositivos de diferentes fabricantes,

puesto que han sido obtenidos bajo diferentes condiciones de operación (temperatura, nivel de co-

rriente, resistencia de compuerta, etc.).

Aparte de las hojas de datos, a la fecha se han publicado diversos estudios acerca del compor-

tamiento del IGBT en conmutación dura con circuitos especiales de prueba, incluyendo también una

comparación entre las diversas estructuras de fabricación con variación de los parámetros más im-

portantes del circuito [15], [18], [19]. Existen publicaciones relacionadas con el desempeño de los

transistores IGBT de tecnología PT y NPT. La estructura Field-Stop o Trench-Stop es las más re-

ciente y hay diferentes trabajos relacionados con esta tecnología, sobre todo de los mismos fabri-



cantes [10]-[14], [11], [12], [17]. Sin embargo, estos estudios carecen de una caracterización ex-

haustiva en cuanto a la variación de todos los parámetros importantes del circuito. Tampoco existen

referencias acerca de la comparación directa de las tres tecnologías actuales de fabricación de

IGBTs (PT, NPT y FS).

Hay que considerar que el desarrollo de una nueva tecnología surge de la necesidad de mejo-

rar el comportamiento del dispositivo en alguna característica específica, es decir la optimización no

es global. Como en todos los dispositivos de potencia, en el IGBT se tiene que hacer un compromi-

so entre las pérdidas por conducción y por conmutación. Cuando la optimización de la estructura

Punch-Through llegó a sus límites para altas frecuencias de conmutación, se desarrolló la tecnología

Non-Punch-Through, en la cual se soluciona este compromiso sacrificando en parte los beneficios

obtenidos con los IGBTs de tipo PT. Por lo tanto, estas dos tecnologías hoy en día están optimiza-

das para diferentes tipos de aplicaciones, lo que dificulta una comparación directa entre ellas. La

nueva tecnología Field-Stop ha surgido por la necesidad de tener un dispositivo con mejor desem-

peño en conducción que el NPT, guardando sin embargo sus bajas pérdidas por conmutación.

Puesto que en el mercado se ofrecen dispositivos IGBT de diferentes tecnologías que conlle-

van características distintas y están optimizados para diferentes aplicaciones, es de gran utilidad

para el usuario ubicar el desempeño de la nueva tecnología FS a través de un estudio comparativo,

para que pueda seleccionar realmente la mejor opción de acuerdo a su tipo de aplicación. Para ello

es necesario estudiar con detalle el comportamiento de los diferentes tipos de IGBTs bajo distintas

condiciones de operación. Estas condiciones tienen que ser las mismas para todos los interruptores

analizados para facilitar su comparación, Asimismo, los valores nominales de corriente y tensión

tienen que ser las especificadas por el fabricante, puesto que solo bajo estas condiciones se aprove-

cha óptimamente el dispositivo. Para ser de más utilidad, el estudio tiene que incluir el cálculo de

las pérdidas totales considerando el entorno de diversas aplicaciones posibles. Este cálculo será más

preciso en cuanto más se basa en la caracterización completa y específica del dispositivo, con todas

las variaciones posibles de los parámetros importantes del circuito. Tal estudio es útil por un lado,

para los diseñadores de circuitos convertidores, en cuanto a la selección del dispositivo óptimo; y

por otro lado para los mismos fabricantes, en cuanto a la comparación de las diferentes tecnologías

de fabricación o bien con la competencia.

Para realizar este trabajo hay que buscar métodos adecuados para la caracterización de nue-

vas tecnologías. La comparación de las diferentes tecnologías se hace en términos de pérdidas en

conducción y en conmutación. En este trabajo se analiza solamente el caso de la conmutación dura,

puesto que es la que genera más pérdidas durante los transitorios.



Es necesario realizar un banco de pruebas para variar los parámetros en forma controlada al

encendido y apagado, así como en conducción, ya que los fabricantes optimizan sus dispositivos

para diferentes aplicaciones. En este sentido, el circuito de pruebas tiene que ser diseñado para po-

der realizar la variación independiente de los diferentes parámetros, sin influir en las características

de los dispositivos que se vayan a medir. En conmutación se deben poder realizar variaciones de la

corriente de conducción IC, la tensión de alimentación VO, la tensión de compuerta Vgg, la inductan-

cia parásita de cableado LC y la temperatura de unión Tj. Para las mediciones en conducción se de-

ben poder variar, la tensión de compuerta Vgg, la corriente de conducción IC y la temperatura de

unión Tj.

1.6 Objetivos y Alcances

A) Objetivo general

El objetivo general de esta tesis consiste en la caracterización de nuevas estructuras de IGBTs

de diferentes fabricantes a través de circuitos especiales de prueba.

B) Objetivo particulares

En CENIDET se han realizado previamente varios trabajos de caracterización de DSEPs

(IGBT y MOSFET), durante los cuales se han desarrollado circuitos de prueba para los diferentes

modos de operación de los dispositivos. El banco de pruebas implementado en este trabajo se basa

en los circuitos existentes, los cuales han sido optimizados y adaptados a las necesidades específicas

de la tesis.

Los objetivos particulares que se desprenden del objetivo general son los siguientes:

rediseñar los circuitos de prueba para diferentes tipos de caracterización: curvas de sa-

lida y conmutación dura

seleccionar los dispositivos para comparar con las nuevas tecnologías

realizar pruebas experimentales con variación de parámetros

analizar los resultados para dar al diseñador información complementaria para una

buena selección de dispositivos.



C) Alcances

Los alcances del presente trabajo de tesis se pueden resumir en los siguientes puntos:

Las estructura de IGBT caracterizada corresponde a la tecnología Trench-Stop (TS) y se

compara contra las tecnologías tradicionales Punch-Through (PT) y Non-Punch-Through

(NPT).

Se analizan dispositivos discretos de 1200 V, uno de cada tecnología de fabricación y de

fabricantes distintos.

Las pruebas de caracterización se realizan en conmutación dura y en conducción varian-

do la tensión de alimentación VO, la tensión de compuerta Vgg, la inductancia parásita de

cableado LC, la corriente de conducción IC y la temperatura de unión Tj.

Los resultados de las mediciones se procesan con el fin de comparar las energías en

conmutación y pérdidas en conducción de los diferentes dispositivos y de calcular las

pérdidas totales considerando las condiciones de operación en una aplicación dada.

21

CCaappííttuulloo 22 MMeettooddoollooggííaa aabbooddaa--

ddaa En este capítulo se presentan en forma general los métodos para la caracterización de dispo-

sitivos semiconductores. Se describe la metodología abordada en este trabajo, la cual se basa en el

método experimental, así como el banco de pruebas implementado para la caracterización de nue-

vas estructuras de IGBTs. Se presenta su esquema general con la descripción de todos los elemen-

tos que integran el banco. Se explican los problemas de medición y la manera de solucionarlos, así

como los métodos de calibración y adquisición de datos utilizados.



2.1 Métodos de caracterización de dispositivos

Los diferentes tipos de componentes en el mercado dificultan la selección adecuada de estos

últimos sobre la base de sus capacidades reales para aplicaciones específicas que implican variadas

condiciones de operación. Por consiguiente, un estudio completo de caracterización debe considerar

todos los tipos de condiciones de operación que pueda tener el dispositivo, tanto durante su opera-

ción normal, como durante los casos extremos de funcionamiento. Durante la operación normal de

un interruptor, las condiciones de operación pueden cambiar de manera cuantitativa (p.e. cambio en

niveles de corriente y tensión, variación de temperatura, etc.) o de manera cualitativa (p.e. diferentes

tipos de conmutación). Los casos extremos de operación se refieren a condiciones no deseadas, en

las cuales el interruptor está funcionando al límite de su área segura de operación (p.e. corto circuito

o ruptura en avalancha), que en general son reversibles, pero pueden llevar a la destrucción del dis-

positivo.

Un método de estudio de los dispositivos semiconductores de potencia que garantiza una ca-

racterización completa de los mismos consiste en abordar dos aspectos complementarios: la simula-

ción y la experimentación [9]:

A) Análisis experimental

Para poder conocer de una manera más precisa y real el desempeño del DSEP y aprovechar al

máximo sus características en las diferentes aplicaciones, es necesario analizar con detalle de mane-

ra experimental el comportamiento del dispositivo, teniendo en consideración la interacción entre la

aplicación convertidor, la función interruptor y el modo de conmutación.

La caracterización experimental del dispositivo implica analizar su comportamiento en circui-

tos de prueba diseñados de tal manera que reproduzcan fielmente las condiciones de operación del

mismo en aplicaciones reales.

B) Análisis en simulación

Durante el diseño de un equipo de electrónica de potencia es cada vez más común que se uti-

lice la simulación del circuito eléctrico antes de montar el prototipo. La simulación es más eficaz,

rápida y sobre todo mucho menos costosa. Para poder simular el circuito se necesita por un lado de

un programa de simulación poderoso y por otro lado de modelos adecuados (suficientemente exac-

tos para el tipo de aplicación y rápidos) para los componentes que forman el circuito que se va a

simular.

De igual manera la simulación es una herramienta muy interesante para entender el compor-

tamiento interno del dispositivo semiconductor cuando se cuentan con modelos físicos precisos.

Capítulo 2: Metodología abordada


Estas simulaciones permitirían complementar el estudio de caracterización experimental de aquellos

parámetros que no son accesibles en la medición.

En la caracterización de DSEPs, el análisis en simulación puede apoyar para conocer con an-

terioridad las tendencias en el comportamiento de los dispositivos ante diferentes condiciones de

operación (p.e. variación de parámetros y tipos de conmutación). Por otro lado, puede ser comple-

mentario a las pruebas experimentales, haciendo posible la evaluación de escenarios difíciles o im-

posibles de reproducir en el análisis experimental (p.e. el cambio del tiempo de vida).

2.2 Caracterización experimental

Para realizar la caracterización experimental es necesario diseñar circuitos de prueba en los

diferentes modos de conmutación con una topología sencilla y poco costosa, con una buena repro-

ducción de las condiciones reales que un dispositivo presenta en una aplicación determinada [23],

[24]. Las características requeridas para los circuitos de prueba son las siguientes:

a) número limitado de componentes pasivos y activos, así como de fuentes

b) reproducción correcta de las condiciones de operación en la aplicación convertidor

c) independencia entre los diferentes parámetros que deben de estar controlados

En la caracterización experimental el trabajo consiste en realizar las mediciones de los transi-

torios de corriente y voltaje durante las conmutaciones bajo las siguientes condiciones:

a) en diferentes casos de conmutación

b) con variación de parámetros del circuito de prueba

c) con diferentes dispositivos

2.2.1 Diseño general de circuitos de prueba

La selección dependerá de la calidad de reproducción de las condiciones que presente una

aplicación convertidor dada, de tal manera que se tenga: independencia en el control de los diferen-

tes parámetros, limitación en el número de elementos del circuito y de la potencia instalada de la

fuente de alimentación. A continuación se describen estos aspectos con más detalle.

En el diseño del banco de pruebas se tienen que tomar en cuenta aspectos como:

a) el método de pruebas

b) el modo de funcionamiento

c) el tipo de control



2.2.1.1 Método de prueba

El comportamiento de un dispositivo semiconductor de potencia (DSEP) puede ser observado

en dos casos diferentes, ya sea directamente en la aplicación del convertidor ó mediante la realiza-

ción de circuitos especiales que emulen el comportamiento de las aplicaciones [23], [24].

A) Circuitos de aplicación a convertidores

Cuando se evalúa directamente el desempeño del componente en un convertidor, se presentan

las interacciones entre el convertidor y la carga sobre el dispositivo. La evaluación bajo estas condi-

ciones presenta las características siguientes:

• Son las condiciones reales: eléctricas, térmicas y mecánicas (entorno real del componen-

te).

• La potencia instalada es elevada (función de la aplicación).

• Los parámetros accesibles son función del convertidor y de la naturaleza de la carga.

Aunque se tiene el caso real, los resultados dependen de la aplicación particular, teniéndose

poca flexibilidad y dificultad para compararlos.

B) Circuitos especiales

Cuando se diseñan circuitos especiales de prueba para el estudio y la caracterización de

DSEP, se obtiene un mejor control de las condiciones de prueba y una mejor reproducción de las

condiciones típicas de conmutación. En el caso de la conmutación dura (PWM) los circuitos espe-

ciales de pruebas han sido ampliamente usados.

2.2.1.2 Modo de funcionamiento

Independientemente del método de prueba seleccionado, la topología adoptada puede funcio-

nar en modo repetitivo o en modo impulsional.

A) Modo repetitivo

Cuando el tipo de funcionamiento es en modo repetitivo, el control es a frecuencia fija con un

ciclo de trabajo reducido con el fin de limitar el incremento de temperatura del componente. Un

buen ejemplo de este tipo de diseño está descrito en [20]. Este modo de funcionamiento tiene la

ventaja de ser una evaluación muy cercana a la realidad respecto al cableado y los aspectos térmi-

cos, pero no proporciona información de la conmutación propia del componente. La repetición de

ciclos permite establecer métodos de medición por acumulación y efectuar correcciones de ruidos

[25]. Sin embargo, esta estrategia presenta los siguientes problemas:



Potencia instalada igual a las pérdidas del componente, lo que requiere un sistema de enfria-

miento y cableado necesariamente grande.

Interdependencia de parámetros: frecuencia, ciclo de trabajo, temperatura, etc.

B) Modo impulsional

El funcionamiento en modo impulsional es una estrategia de pruebas donde se trata de una

experimentación en valores reales de corriente, tensión y temperatura. Además, el componente es

sometido una sola vez a las condiciones de conmutación, lo que permite una limitación en número

de componentes y de la potencia instalada de la fuente [25].

2.2.1.3 Tipo de control

Para el control del disparo de los dispositivos auxiliares, así como del dispositivo bajo prueba

(DUT), existen los sistemas de control automático y los sistemas de tiempo preestablecido.

A) Control automático

En el esquema de control automático el encendido y apagado de los dispositivos auxiliares y

del DUT se realizan automáticamente a valores determinados de voltaje y corriente. Este sistema de

control permite condiciones de conmutación que pueden ser ajustadas independientemente de la

carga. Es un sistema de control directo.

B) Tiempo preestablecido

En el esquema de comando de tiempo preestablecido se fijan los tiempos de encendido y

apagado de los dispositivos. Es un sistema de control a lazo abierto, en donde los parámetros son

sólo indirectamente controlados.

2.2.2 Diseño propuesto para el circuito de prueba

El circuito de prueba desarrollado para la caracterización de IGBTs en este trabajo presenta

las siguientes características:

• aislamiento de las fuentes de alimentación para cada impulsor y fuente de tensión

• modo de funcionamiento impulsional que permite limitar la energía solicitada a la red

• control estático de la temperatura mediante el calentamiento del dispositivo bajo prue-

ba

• uso de un control de tiempo preestablecido capaz de asegurar por un lado su función en

conmutación dura y por otro lado ser configurado para un tipo de control dado en fun-

ción de los parámetros propios del interruptor bajo prueba



• número mínimo de elementos auxiliares para que los resultados obtenidos sólo sean

debidos al efecto del dispositivo bajo prueba (DUT) y no a elementos externos interde-

pendientes que modifiquen el comportamiento del mismo. Esto se realiza con el fin de

controlar mejor las condiciones impuestas al dispositivo semiconductor en una aplica-

ción real.

El principio de diseño se plantea en la Figura 2.1, la cual considera las dos siguientes partes:

el circuito bajo prueba, encargado de reproducir las condiciones de la aplicación

el circuito auxiliar, integrado por componentes pasivos e interruptores auxiliares, que

permite un ajuste independiente de las condiciones de prueba

Interruptor bajo prueba

Diodos

Componentes pasivos

Interruptores auxiliares

Fuentes

Circuito principal

Circuito auxiliar

Figura 2.1. Principio de diseño de circuitos especiales de prueba

2.3 Método de medición

En las mediciones es necesario definir algunos aspectos que determinarán la calidad en las

mediciones en el momento de caracterizar un dispositivo. Esto permite poder realizar análisis com-

parativos y debe asegurar un mínimo de error. En este sentido, puntos de referencia tanto en tiempo

como en amplitud en las señales medidas son definidos. Esto permite la realización del cálculo de la

energía que disipa el dispositivo en el momento de la conmutación y en conducción. Además de que

facilita la determinación de tiempos de conmutación, retardos, di/dt, dv/dt, etc.

2.3.1 Consideraciones a nivel circuito

Al momento de realizar un circuito hay que tomar en cuenta los elementos parásitos cercanos

al dispositivo y alrededor de los puntos de medición de voltaje y corriente. El considerar dichos

parásitos permitirá estimar con mayor exactitud la energía dispada por el dispositivo. Elementos

inductivos insertados en los puntos de medicion provocan un incremento de tensión adicional, debi-



dos a di/dt, al valor real en el dispositivo. Elementos capacitivos externos reducen la corriente que

circula en el dispositivo por efectos de dv/dt, lo cual puede generar un error de medición en función

del punto en el cual se localice la punta de corriente.

Para resolver el problema de los parásitos inductivos la solución es reducir la longitud de ca-

bleado. Para reducir las capacitancia parásita se recomienda utilizar dispositivos auxiliares con ca-

pacitancias interna muy bajas (diodos , interruptores, cargas, etc) , pero que soporten las tensiones y

corriente necesarias o superiores para la prueba.

En cuanto a los diodos auxiliares es recomendable seleccionar componenetes con recupera-

ción inversa muy pequeña o nula (diodos en SIC). Esto permitira reducir errores en la estimación de

energías dispadas por el DUT.

Otro aspecto que ayuda a reducir los cableados es el uso de un elemento disipador no muy

grande, pero suficiente para asegurar que cubra toda la superficie del dispositivo y la temperatura

sea uniforme. Ademas, esto evita que al aumentar el área se tengan tiempos de calentamiento para

la prueba sean muy largos.

2.3.2 Consideraciones a nivel de puntas de prueba

a) Punta de tensión

Durante las conmutaciones las dinámicas de la señal medida son muy elevadas lo que puede

producir errores importantes si no se cuenta con puntas que midan correctamente estas señales. En

este sentido, se deben tomar las siguientes consideraciones, es necesario tener puntas con un ancho

de banda grande ya que esto disminuye los efectos entre la punta en el circuito de prueba. Además

esto permitirá reducir los tiempos de propagación entre señales medidas y los errores de offset por

calibración de puntas.

b) Punta de corriente

De igual forma las altas o bajas dinámicas de la corriente medida pueden no ser fielmente re-

producidas por las puntas de corriente utilizadas. Cuando se deseen medir las señales de corriente

durante las conmutaciones es recomendable utilizar puntas de corriente con un ancho de banda

grande, ya que una punta de corriente con un ancho de banda pequeño no captura el comportamien-

to dinámico real de la corriente en la conmutación. Otra consideración adicional es la posibilidad de

usar un transformador de corriente de pequeñas dimensiones que permita acceder al punto de medi-

ción de corriente sin incrementar las conexiones del circuito.

c) Tiempos de propagación



Como ya se mencionó, un aspecto importante en la medición de las señales es el ancho de

banda de las puntas de tensión y de corriente. A pesar de lo anterior, las mediciones no estan exen-

tas de la introducción de tiempos de retardo que pueden llegar a ser considerables para los tiempos

de las conmutaciones de los DSEPs. Los tiempos de retraso entre la señal de tensión y corriente que

depende mucho del ancho de banda ya esto provoca un pequeño error en el cálculo de la energía

real en la conmutación, estos tiempos estan dados alrededor de 20ns. Esto se logra reducir utilizan-

do del mismo ancho de banda para las puntas de corriente y tensión. Adicionalmente, estos tiempos

deberán ser considerados y compensados para el cálculo de energías.

2.3.3 Consideraciones a nivel de cálculo

a) Compensación tiempos de propagación

Como ya se mencionó anteriormente, la corriente y la tension presentan un tiempo de retardo

que ocasiona errores en el cálculo de las pérdidas calculadas. Para evitar este problema se propone

compensar dicho retardo, esto es posible realizando un corriemiento en el tiempo en las señales

medidas previo al cálculo. Este tiempo a compensar se caracteriza previamente, el cual es alrededor

de (20ns).

b) Compensación de los efectos de inductancias y capacitancias parásitas

Para evitar que los elementos parásitos intervengan en el cálculo introduciendo errores impor-

tantes, es muy importante disminuirlos para que tengan un menor impacto en lel cálculo. Sin em-

bargo, es posible compensar este efecto a nivel de cálculo tomando en cuenta los valores de estos

elementos parásitos en el púnto de medición.

c) Compensar de voltajes de offset en la medicion del voltaje de conducción.

Durante la medición del voltaje de conducción se deben evitar los fuertes di/dt para reducir

errores de medición por este efecto (L di/dt). Tambien, se debe calibrar correctamente las puntas de

tensión para evitar introducir errores de offset en la medicion del voltaje de conducción. Lo anterior

se puede corregir en el cálculo de energías, si se compensan los efectos introducidos en la medición.

2.4 Caracterización mediante simulación

La simulación de los diseños de circuitos de potencia previa a la construcción del prototipo se

ha vuelto ya imprescindible en la electrónica de potencia.

Para realizar la caracterización mediante simulación es necesario reproducir las condiciones

reales de funcionamiento de los circuitos de prueba, incluyendo los elementos parásitos en el simu-



lador. El objetivo es realizar los cálculos en simulación de los circuitos de prueba durante las con-

mutaciones bajo las mismas condiciones que en el caso de la caracterización experimental.

En este trabajo se utilizó el análisis en simulación solamente con el fin de obtener un rango y

los pasos de variación representativos de los parámetros del circuito, para posteriormente aplicarlos

en la caracterización experimental.

2.5 Análisis de resultados

Después de haber obtenido los resultados experimentales para diferentes dispositivos y en di-

ferentes condiciones de operación, se realiza el análisis de los mismos. Se procesan los datos del

osciloscopio con el objetivo de obtener valores que permiten una representación adecuada de los

resultados y ayuden a evaluar y comparar el desempeño de cada uno de los dispositivos.

En este trabajo se procesaron las formas de onda de la corriente de colector y la tensión co-

lector-emisor de los IGBTs bajo prueba medidos con el osciloscopio durante las conmutaciones

para calcular en primera instancia las pérdidas instantáneas y las energías de conmutación en el

encendido y en el apagado del dispositivo. Estos valores permiten una comparación directa del des-

empeño dinámico de los diferentes IGBTs caracterizados.

Con las energías en conmutación calculadas de esta manera y con las tensiones de saturación

medidas directamente durante la conmutación se pueden calcular posteriormente las pérdidas totales

en función del ciclo de trabajo y la frecuencia de operación. Este análisis le permite al usuario tener

información acerca del desempeño global de cada dispositivo para una aplicación particular.

Los resultados obtenidos se analizan en cuanto a las ventajas que ofrece la nueva tecnología

de fabricación Trench-Stop, así como en cuanto a las aplicaciones donde es conveniente utilizarla.



2.6 Esquema del banco de pruebas

Para integrar el banco de pruebas es necesario contar con un generador de señales, un circuito

troceador, un impulsor, una fuente de alimentación aislada variable y un bus de CD, como se puede

observar en la Figura 2.2. La señal de control debe ser aislada de la etapa de potencia para poder

colocar los impulsores lo más cercano a los dispositivos auxiliares.

Figura 2.2. Esquema general del banco de prueba implementado.

2.6.1 Circuito de prueba

El circuito de prueba utilizado para la caracterización en conmutación dura y en conducción

es un convertidor CD/CD tipo reductor o también llamado troceador. El diagrama del circuito se

muestra en la Figura 2.3, incluyendo el dispositivo bajo prueba (DUT) y los dispositivos auxiliares.

El dispositivo auxiliar AUX1 sirve por un lado como diodo de libre circulación en las pruebas

de operación normal y por otro lado para cortocircuitar la carga en las pruebas de cortocircuito. El

dispositivo auxiliar AUX2 está colocado en paralelo con el dispositivo bajo prueba y por él circula la

corriente inicial de la carga inductiva hasta alcanzar el nivel de corriente necesaria para realizar la

prueba. De esta manera, el DUT conduce el tiempo mínimo necesario y se evita su calentamiento

interno por efecto de las pérdidas por conducción (corriente de conducción por la tensión de satura-

ción), obteniéndose un mejor control de la temperatura de unión del dispositivo. Lc es la inductan-

cia parásita de cableado. Rind resistencia de la inductancia de carga. Lcarga es la inductancia de carga



en donde se almacena la energía necesaria para realizar la prueba a la corriente. IMP1 e IMP2 son

impulsores que realizan la acción de controlar la activación de los dispositivos auxiliares y bajo

prueba.

LC Rind

Lcarga

DUT

Dfw

D1

VO

IMP1 IMP2

AUX1

AUX2

Figura 2.3. Circuito de prueba para conmutación dura y conducción.

2.6.1.1 Consideraciones

Al construir el circuito de potencia se deben considerar los factores que intervienen en la

conmutación, como el diodo de recuperación inversa, los dispositivos auxiliares y la inductancia de

carga. Otros componentes que influyen considerablemente en el funcionamiento del banco de prue-

bas son las resistencias, capacitancias e inductancias parásitas.

2.6.1.2 Fuente de CD

Anteriormente se alimentaban los circuitos de prueba con las fuentes de CD que existen en el

laboratorio. Los circuitos de prueba eran conectados con un cable de alimentación desde la salida de

la fuente de alimentación hasta el circuito de prueba. Por la experiencia anterior se ha demostrado

que esto no es recomendable ya que la inserción de grandes cableados produce interferencias en la

medición. Para resolver este problema se diseña una fuente de CD regulable en base al cargado de

un banco de capacitores para evitar problemas de interferencia en la medición, se aíslan la fuente

regulable y el circuito de pruebas del resto de los circuitos.

Por esta razón se decidió realizar en le banco de pruebas las siguientes consideraciones:

a) cargar los capacitores a la tensión deseada y con la energia suficiente para realizar la prue-

ba en modo impulsional,

b) aislar el banco de capacitores y el circuito bajo prueba del resto de los equipos,



c) realizar la prueba.

La fuente para el cargado del banco de banco de capacitores se realizó con un transformador

elevador operando con una frecuencia de 1 kHz. Par esto se utilizó una fuente de AC variable-

digital conectada a un transformador elevador donde en el secundario presenta una tensión de hasta

1000 VDC mientras que en el primario es de 60 VCA. Para esto se obtuvo una tabla de que deter-

mina la tensión que deberá aplicar en le primario para obtener la necesaria en el secundario.

2.6.1.3 Generador de señales

El generador de señales realiza la función de controlar los tiempos de encendido y apagado

del los interruptores auxiliares y del dispositivo bajo prueba. Existen diferentes formas de realizar

este circuito:

a) analógico

b) digital

El analógico tiene la desventaja de que presenta inestabilidad en los tiempos de activación, ya

que el tiempo se ajusta con un potenciómetro y es muy difícil de reproducir las mismas condiciones

de tiempo. Mientras que el digital siempre reproduce el mismo tiempo cuantas veces sea necesario,

ya que los tiempos son introducidos en forma numérica.

Primero se realizó un prototipo de un control analógico para realizar las mediciones iniciales

pero se tenían los problemas anteriores mencionados. En un tema de tesis se diseño un prototipo

digital que incluía un interfase conectada a una PC donde se podría introducir los tiempos en forma

numérica y con al precisión deseada que requiere las mediciones en modo impulsional.

2.6.1.4 Impulsores

El generador de señales proporciona una señal digital (+5 V/50 mA). La potencia y la ampli-

tud de esta señal no son suficientes para activar los dispositivos auxiliares. Por esta razón es necesa-

rio tener un circuito impulsor que acople al circuito generador con los dispositivos del circuito de

pruebas.

Las consideraciones de diseño de los circuitos impúlsores son las siguientes:

• acoplamiento con fibra óptica

• voltaje salida del impulsor ajustable desde 0 hasta ± 20 V

• circuito impulsor con tiempos de retardo menores 30 ns

• fuentes de impulsores aisladas



2.6.1.5 Inductancia de carga

La reducción de las inductancias parásitas se logra colocando los dispositivos auxiliares e impulso-

res lo más unidos posible, es decir con un diseño compacto. Se utilizaron dos capacitores conecta-

dos en serie para proporcionar la tensión y almacenar la energía requerida, ya que no hubo disponi-

bilidad de un solo capacitor con la capacitancia y tensión deseadas. Sin embargo, al utilizar sola-

mente dos elementos, para integrar el banco de capacitores, se logró mantener los parásitos en un

valor reducido. En cada prueba se carga primero el banco de capacitores a la energía requerida para

después desconectar los cables de alimentación y con esto lograr una disminución considerable de

la inductancia de cableado en el proceso de medición. Aparte, para los IGBTs auxiliares se selec-

cionaron dispositivos discretos en vez de módulos, que poseen una capacitancia parásita interna

mucho mayor. Por otro lado, la inductancia de carga Lcarga tiene una resistencia parásita Rind que

influye en la etapa de conducción del DUT (ecuación (3.1)). Para reducir su valor, se realizó el bo-

binado de Lcarga con un alambre de grosor elevado.

Para realizar correctamente las simulaciones y por otro lado interpretar debidamente las me-

diciones, es necesario identificar con precisión los elementos parásitos del banco de pruebas. Los

valores de la inductancia y capacitancia se pueden calcular fácilmente de los transitorios en conmu-

tación dura.

La inductancia parásita Lc se obtiene de la conmutación al encendido, y está determinada por

la pendiente de corriente di/dt y la caída de tensión ΔV que se presenta durante el di/dt Figura 2.4.

/CVL

di dtΔ

= (2.1)

El valor de Lc calculado para el banco de pruebas fue de 116 nH.



Vo

Ic

v=18V

di=5Adt=44ns

Figura 2.4. Conmutación al encendido.

Ic Vo

dvdi

I

Figura 2.5. Conmutación al apagado.

En analogía, la capacitancia parásita se obtiene de la conmutación al apagado, y está determi-

nada por la pendiente de tensión dv/dt y la caída de corriente ΔI que se presenta durante el dv/dt

Figura 2.5.

/ICp

dv dtΔ

= (2.2)

La capacitancia parásita del banco de pruebas fue demasiado pequeña para poder observar

una caída de corriente notable en los transitorios de apagado, como se observa en la Figura 2.5.



El valor de la resistencia parásita de la bobina Lcarga se obtuvo utilizando un el medidor de

impedancias LCR.

2.6.2 Diseño térmico

En la electrónica de baja potencia los propios componentes son capaces de disipar el calor

generado durante su funcionamiento, cosa que no suele ocurrir en los dispositivos de potencia, los

cuales debido a su no idealidad provocan una disipación de energía apreciable en forma de genera-

ción de calor. La potencia generada en estos semiconductores debido a las pérdidas por conducción,

por bloqueo y por conmutación debe ser disipada a través de radiadores, los cuales proporcionan

una superficie ampliada para la convección y para la radiación. Por ello, es preciso efectuar una

serie de consideraciones y cálculos que permitan obtener el radiador o disipador adecuado para

cualquier dispositivo en una aplicación particular.

El radiador térmico ayuda dispersar el flujo de calor y al mismo tiempo reduce la intensidad

de los procesos térmicos de los transitorios. La disipación de calor en un radiador funciona según el

principio de disipación del calor hacia un medio de enfriamiento a través de transmisión directa de

calor o a través de un portador de calor. Los portadores de calor pueden ser aire, agua o en algunos

casos aceite de aislamiento, los cuales circulan por efecto de gravedad o con ventiladores o bombas.

Como enfriadores pueden servir aire con movimiento forzado o mezclas de enfriadores en base de

agua. En esta sección se considera solamente el enfriamiento natural o llamado de convección libre.

Las hojas de datos suministradas por los fabricantes son necesarias para efectuar los cálculos

térmicos. A partir de la caída de tensión en función de la corriente se puede obtener de manera

aproximada la potencia eléctrica consumida, la cual se transforma en calor en las uniones presentes

en el dispositivo. El calor generado en las uniones produce un aumento de la temperatura en las

mismas que debe ser limitada a un valor máximo prefijado dependiendo de las características del

dispositivo (generalmente a 150°C).

El calor puede transmitirse de tres formas diferentes:

a) por conducción

b) por radiación

c) por convección

Estas tres formas de transmisión del calor determinan los posibles medios que se usen para

conseguir limitar la temperatura de la unión por debajo de su valor máximo. El calor generado en

las uniones de los dispositivos se puede transmitir a través de las tres formas mencionadas ante-



riormente y sigue el siguiente camino, siempre y cuando la temperatura de unión es superior a la del

medio ambiente:

Unión PN → Encapsulado → Disipador → Medio ambiente

En el caso que se quiera calentar el dispositivo a una temperatura superior a la del medio am-

biente para obtener su comportamiento en función de la temperatura, el flujo de calor toma el cami-

no inverso:

Medio ambiente → Disipador → Encapsulado → Unión PN

El camino a recorrer por el calor hasta alcanzar el medio más frío presenta una serie de obstá-

culos, que son las resistencias térmicas.

En el estudio térmico de los dispositivos semiconductores, se pueden establecer ciertas seme-

janzas con los circuitos eléctricos. La temperatura en el circuito térmico corresponde a la tensión en

el circuito eléctrico. La potencia media tiene su equivalente eléctrico en la corriente y la resistencia

térmica corresponde a la resistencia del circuito eléctrico.

Figura 2.6. Circuito equivalente de la resistencia térmica de un componente con un disipador

En la Figura 2.6 se observan las siguientes resistencias térmicas:

a) Resistencia térmica unión-encapsulado Rth(JC)

b) Resistencia térmica encapsulado-disipador Rth(CR)

c) Resistencia térmica de disipador-medio ambiente Rth(RA)

d) Resistencia térmica total unión-ambiente Rth(JA)



En las aplicaciones de electrónica de potencia, en donde se utilizan dispositivos en conmuta-

ción, se tienen que considerar también las capacitancias térmicas Cth. En este caso se trabaja con la

impedancia térmica transitoria Zth en vez de la resistencia térmica Rth, la cual es (2.3)

( ) ( ) ( )

( ) ( ) ( )1 1 1J C R

th th JC th CR th RA

t t t

th JC th CR th RA

Z Z Z Z

R e R e R eτ τ τ− − −

= + +

⎛ ⎞ ⎛ ⎞ ⎛ ⎞= − + − + −⎜ ⎟ ⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎜ ⎟⎜ ⎟ ⎜ ⎟

⎝ ⎠⎝ ⎠ ⎝ ⎠

(2.3)

donde τJ, τC y τR son las constantes de tiempo de los elementos RC correspondientes.

A continuación se describe el procedimiento para calcular la impedancia térmica transitoria

adecuada del disipador. Se asume que la potencia producida en la unión de un semiconductor se

transmite completamente a través de las resistencias del circuito térmico, y que se disipa al medio

ambiente.

La ecuación (2.4) da la relación entre la potencia disipada y la temperatura de unión:

( )J A AV th JAT T P Z− = (2.4)

donde el valor de la potencia media PAV se obtiene del producto de la caída de tensión en

conducción y la corriente media que circula por el dispositivo.

Una vez conocida la potencia media se puede despejar en la ecuación (2.5) la temperatura de

unión. El fabricante proporciona en las hojas de datos de cada componente una gráfica de la impe-

dancia térmica transitoria unión-encapsulado Zth(JC) en función del tiempo de encendido y del ciclo

de trabajo. Encontrando el valor de Zth(JC) para la aplicación particular, se puede saber si el disposi-

tivo electrónico es capaz de trabajar en la condición deseada o si es necesario el uso de un disipador

de calor para que la temperatura de la unión sea inferior a la máxima permitida (generalmente de

150°C).

Para seleccionar el disipador adecuado para una aplicación dada se requiere la siguiente in-

formación a partir de las condiciones particulares de funcionamiento del dispositivo en el circuito:

a) Tj(max) < 150°C, Ta, D, ton

b) Zth(JC) de la hoja de datos del fabricante

c) potencia promedio ( )AV C CE satP I V= ⋅ .

Para la temperatura de la unión se considera un valor inferior al valor máximo y para la tem-

peratura del ambiente el valor máximo que pueda tener el ambiente donde estará situado el disposi-

tivo.



(max) (max)( ) ( ) ( )

max

- + Z - Z j a

th RA th CR th JCAV

T TZ

P= (2.5)

Para las mediciones de caracterización, el circuito de prueba opera en modo impulsional,

siendo la potencia promedio disipada muy pequeña (ver Capítulo 2). Por lo tanto, no es necesario

usar un disipador para ninguno de los dispositivos. Sin embargo, el IGBT bajo prueba está montado

sobre una placa de aluminio, la cual se calienta o enfría a la temperatura de la prueba, ya que se

tienen que hacer mediciones con variación de la temperatura de unión. Se asume que la impedancia

térmica de la placa es suficiente para que la temperatura de esta coincidiera con la temperatura de

unión del dispositivo. Este calentamiento se realizó con una fuente de calor controlada con un dimer

en base con una resistencia térmica. El control de la temperatura se establece con ayuda de una ca-

racterización previa que define la temperatura en función del ajuste del dimer.

2.7 Equipo de medición

El osciloscopio utilizado en este trabajo para las mediciones de las formas de onda de co-

rriente y tensión es del modelo Tektronix TCP3054B con un ancho de banda de 500 MHz y 5

Gs/seg (muestras por segundo).

En las mediciones se utilizaron dos puntas de tensión de 10X, 100X de escala y una punta de

corriente marca Tektronix. La punta de corriente es del modelo TCP202 con un ancho de banda de

50 MHz y un retraso de 17 ns con respecto a la punta tensión. Las puntas de tensión son del modelo

P5100 y tienen un ancho de banda de 250 MHz a 2200 V. Para medir la tensión de compuerta se

usó una punta de tensión de 300 V con ancho de banda de 400 MHz del modelo P6184. La medi-

ción del retraso se realizó con una resistencia de carbón como carga.

La medición de la resistencia parásita del inductor de carga se realizó con el medidor de im-

pedancias LCR modelo HP4169. Para la medición de la temperatura se utilizó un termómetro mo-

delo Fluke 52 k/j. El termopar utilizado fue de tipo K.

2.7.1 Problemas de medición

En las mediciones se pueden presentar diferentes problemas que influyen la calidad y preci-

sión de la medición, como por ejemplo el efecto de la punta de corriente, de la punta tensión o per-

turbaciones externas.

Los fabricantes de instrumentos de medición proporcionan características de los oscilosco-

pios, puntas, métodos de transmisión de datos del osciloscopio a la computadora, etc. Estas caracte-

rísticas intervienen en las mediciones de las formas de onda en conmutación y conducción.



A continuación se mencionan las características que se deben tomar en cuenta en una punta

de corriente:

a) corrimiento de señal

b) ajuste del offset

c) ancho de banda

d) corriente máxima de operación

Cuando se realiza la medición de la corriente, se genera un retraso de la misma con respecto a

la tensión. Este efecto es provocado por el ancho de banda de la punta de corriente, que en este caso

es de 50 MHz. El retraso en la señal provoca mediciones erróneas de energía por el traslape de la

corriente y tensión en las conmutaciones y se puede corregir realizando un corrimiento al momento

de multiplicar las tablas de tensión y corriente. Para las pruebas realizadas en este trabajo se aplicó

un corrimiento de 17 ns de la señal de corriente al calcular la potencia instantánea.

La medición de corriente se realizó a través de un transformador de corriente. Este consta de

un toroide, escogiendo una relación de corriente de 1/10, ya que las puntas de corriente existentes

llegan a saturarse a su valor máximo de medición de 15 A de CD. Para la caracterización de los

IGBTs se requiere medir corrientes mayores a 60 A y el uso del toroide garantiza que se evite el

efecto de saturación en la punta de corriente continua.

A continuación se mencionan las características que se deben tomar en cuenta en una punta

de corriente:

a) ancho de banda

b) tensión máxima de operación

c) frecuencia de operación

d) ajuste del offset

e) ajustes en alta frecuencia

f) ajustes en baja frecuencia

g) ajustes en mediana frecuencia

Si se utiliza una punta con un ancho de banda grande, se reduce su capacitancia interna pro-

vocando menor interferencia en la medición de tensión. En la hoja de datos de las puntas de medi-

ción el fabricante proporciona la capacitancia interna y su impedancia. La impedancia es un factor

importante, ya que es el acoplamiento entre la punta y el osciloscopio. La punta de medición de

tensión disponible tiene un ancho de banda de 250 MHz, mejorando de esta manera la calidad de la

medición.



Las puntas de tensión Tektronix tienen ajustes a mediana y baja frecuencia con atenuaciones

de 10X, 100X y 1000X. Para la caracterización de los IGBTs se requiere medir tensiones mayores a

800 V. Se seleccionó la punta de 100X, ya que es la más adecuada y estable para medir estos nive-

les de voltaje. Tiene ajustes en baja y mediana frecuencia, así como de offset en corriente directa.

2.7.2 Procedimiento de calibración para puntas de medición

Para calibrar las puntas de medición en baja frecuencia (1 kHz), mediana frecuencia (100

kHz) y alta frecuencia (1 MHz), se necesita un generador de señales de alta frecuencia de buena

calidad, de preferencia de 10 MHz. La calibración implica verificar que la punta sea capaz de medir

una señal cuadrada sin distorsionarla.

Si la medición de la señal cuadrada está deformada cuando se coloca a calibración se debe

proceder a la calibración en todos los casos anteriormente mencionados. El orden de la calibración

es de menor a mayor frecuencia, tratando de obtener una señal totalmente rectangular.

Para el caso del instrumento que mide la temperatura no es tan rigurosa la calibración. Hay

que revisar que el instrumento tenga su fecha de calibración actualizada, igual que el osciloscopio.

2.7.3 Adquisición de datos

El osciloscopio tiene diferentes formas de adquisición de datos: almacenar la tabla de datos

en un disco 3-1/2 ó por medio de un IP de Red Local. La opción seleccionada para este trabajo fue

por la red local, ya que se pueden obtener tablas y gráficas a distancia con una mayor rapidez que

con el disco de 3-1/2. Además, se pueden modificar las escalas por medio de la red con una compu-

tadora.

Para poder presentar los datos medidos con el osciloscopio es necesaria la ayuda de un pro-

grama que procesa la información obtenida en forma de tablas o gráficas, dependiendo de la infor-

mación que desea presentar.

En la Figura 2.7 se muestra el banco de pruebas que se implementó para la caracterización.

Se muestra la fuente de alimentación, impulsores, generador de señales, inductaror de carga y dis-

positivos auxiliares y la fibra Óptica.



Figura 2.7. Fotografía del banco de pruebas

43

CCaappííttuulloo 33 CCoonnmmuuttaacciióónn DDuurraa En este capítulo se describe el circuito de prueba utilizado para la caracterización de los

IGBTs en conmutación dura, su funcionamiento y diseño. Se presentan los dispositivos selecciona-

dos para ser caracterizados en este trabajo y los análisis en simulación, con base en los cuales se

determinó el protocolo de mediciones, es decir la definición de variación de parámetros. Para las

mediciones en conmutación dura se variaron: la corriente de conducción IC, la tensión de alimen-

tación VO, la tensión de compuerta Vgg, la inductancia parásita de cableado LC y la temperatura de

unión Tj. Se muestran los resultados experimentales en conmutación dura al encendido y al apaga-

do para los tres dispositivos seleccionados en términos de las energías disipadas y se explica el

comportamiento de los IGBTs para cada variación de parámetro.



3.1 Circuito de prueba

El circuito de prueba utilizado para la caracterización de los IGBTs se describe de manera

general en la Sección 2.6.1.

3.1.1 Funcionamiento

La operación del circuito troceador para las pruebas en conmutación dura depende de la se-

cuencia de disparo aplicada, como se muestra en la Figura 3.1.

LC Rind

Lcarga

DUT

Dfw

D1

VO

IMP1 IMP2

AUX1

AUX2

VDUT

IDUT

Icarga

DUT

AUX 2

AUX1

t1 t2 t3 t4 t5 t6 Figura 3.1. Circuito de prueba en conmutación dura con secuencias de disparo y formas de onda

típicas.

El funcionamiento del circuito para las pruebas en conmutación dura se puede dividir en 4

etapas, las cuales se describen a continuación.

a) Etapa 1 - Carga del inductor (t1 < t < t2)

En la Figura 3.2 se muestran el flujo de corriente y las formas de onda de las principales va-

riables durante la etapa 1. Esta etapa sirve para cargar el inductor Lcarga a la corriente inicial de

prueba. En el instante t1 el interruptor AUX2 es encendido y permanecen apagados los interruptores

AUX1 y el DUT. En este momento, la corriente en Lcarga se incrementa en forma lineal. En el instan-

te t2 el interruptor AUX2 es apagado. El período t2 - t1 se selecciona con base en el valor de corriente

de conducción que se quiere aplicar al DUT para la prueba y representa el intervalo más largo de la

fase de prueba.

Capítulo 3: Conmutación dura


LC Rind

Lcarga

DUT

Dfw

D1

VO

IMP1 IMP2

AUX1

AUX2

VDUT

IDUT

Icarga

DUT

AUX 2

AUX1

t1 t2 t3 t4 t5 t6 Figura 3.2. Flujo de corriente y formas de onda durante la etapa 1.

La ecuación que rige el comportamiento del circuito en términos de ecuaciones diferenciales

es la siguiente:

0L

L ind cargadiV i R Ldt

= + (3.1)

La ecuación (3.1) se resuelve considerando la condición inicial iL (t1) = 0 (la corriente en el

inductor es cero) y la resistencia Rind es muy pequeña. Se obtiene que la corriente iL(t) crece en for-

ma lineal por medio de la siguiente expresión:

( ) ( )01L

carga

Vi t t tL

= − (3.2)

La duración de la etapa 1 (t2 - t1) se determina en función del nivel de corriente deseado para

la prueba Iprueba como sigue:

2 10

prueba cargaI Lt t

V− = (3.3)

b) Etapa 2- Libre circulación (t2 < t < t3)


riables durante la etapa 2. Esta etapa es muy corta (≈ 10 µs) y sirve como tiempo muerto entre el

apagado de AUX2 y el encendido del DUT. Por lo tanto, la corriente iL permanece prácticamente

constante y se establecen las condiciones necesarias para realizar la prueba de conmutación dura al

DUT. En el instante t2 el interruptor AUX2 es apagado y permanecen apagados los interruptores

AUX1 y DUT. En este momento el diodo de libre circulación de AUX1 enciende y empieza a condu-

cir la corriente de carga iL. Las pérdidas en esta etapa de deben solo a la resistencia parásita del in-

ductor y de las pérdidas por conducción del diodo.



LC Rind

Lcarga

DUT

Dfw

D1

VO

IMP1 IMP2

AUX1

AUX2

VDUT

IDUT

Icarga

DUT

AUX 2

AUX1

t1 t2 t3 t4 t5 t6 Figura 3.3. Flujo de corriente y formas de onda durante la etapa 2

c) Etapa 3- Encendido en conmutación dura (t3 < t < t4)


riables durante la etapa 3. En esta etapa se realiza la prueba de encendido en conmutación dura. En

el instante t3 se cierra el interruptor bajo prueba DUT, mientras que los interruptores AUX1 y AUX2

permanecen apagados. La duración de esta etapa es muy corta (≈ 10 µs), para evitar el calentamien-

to del DUT y garantizar una temperatura de unión controlada.

LC Rind

Lcarga

DUT

Dfw

D1

VO

IMP1 IMP2

AUX1

AUX2

VDUT

IDUT

Icarga

DUT

AUX 2

AUX1

t1 t2 t3 t4 t5 t6

Figura 3.4. Flujo de corriente y formas de onda durante la etapa 3.

d) Etapa 4- Apagado en conmutación dura (t5<t<t6)


riables durante la etapa 4. En esta etapa se realiza la prueba de apagado en conmutación dura. En el

instante t5 se abre el interruptor bajo prueba y permanecen apagados los interruptores AUX1 y AUX2.

En este momento se presenta el apagado en conmutación dura del DUT y se muestra la cola de co-

rriente típica del IGBT, así como una sobre tensión, debida principalmente a la inductancia parásita

de cableado.



LC Rind

Lcarga

DUT

Dfw

D1

VO

IMP1 IMP2

AUX1

AUX2

VDUT

IDUT

Icarga

DUT

AUX 2

AUX1

t1 t2 t3 t4 t5 t6

Figura 3.5. Flujo de corriente y formas de onda durante la etapa 4.

3.1.2 Diseño

Los elementos críticos de diseño de este circuito de prueba son la inductancia de carga Lcarga,

que debe tener un valor suficientemente elevado, para que la corriente se pueda asumir como cons-

tante durante la conducción y las conmutaciones del DUT y la inductancia parásita LC, que debe de

tener un valor lo más reducido posible, para que no afecte los transitorios a medir. El valor de LC

que se obtuvo en el banco de pruebas fue de 116 nH (ver Sección 2.6.1).

Para el diseño del circuito de prueba en conmutación dura, las variables de entrada (especifi-

caciones de diseño) son:

• la tensión máxima de prueba V0max = 800 V,

• la corriente máxima de prueba ILmax = 55 A y

• variación máxima de IL durante las conmutaciones ΔILmax = 250 mA.

Con estas especificaciones se pueden calcular los elementos de diseño del circuito (Tabla 3.1)

y Tabla 3.2), que son:

• la inductancia de carga Lcarga ,

• los capacitores para la fuente de alimentación VO,

• los interruptores auxiliares y

• los tiempos de disparo de los interruptores.

Como se mencionó anteriormente, la inductancia de carga Lcarga debe tener un valor sufi-

cientemente elevado, para que pueda ser considerada como una fuente de corriente durante las

pruebas. Si se toma en cuenta la tensión máxima de operación V0max=800 V, una duración máxima



de las conmutaciones Δtmax = 500 ns y una variación máxima de la corriente de carga durante las

conmutaciones ΔILmax = 250 mA, se obtiene para la inductancia de carga:

maxarg 0max

max

500800 1.6250c a

L

t nsL V V HI mA

μΔ

= ⋅ = ⋅ =Δ

(3.4)

Para dimensionar la fuente de alimentación se considera que la energía almacenada en el

banco de capacitores debe de ser mucho mayor que la energía consumida en la carga de la inductan-

cia fuente de corriente del circuito de prueba (Lcarga) para que la tensión de alimentación se manten-

ga constante. La energía requerida para cargar la inductancia Lcarga a la corriente máxima de prueba

ILmax = 55 A es:

( )22

max arg1 1 55 1.56 2.362 2L L c aE I L A mH J= ⋅ = ⋅ =

(3.5)

Como el valor de Lcarga se seleccionó suficientemente grande, la energía máxima consumida

en una prueba de conmutación (≈ 20 mJ) es solo una fracción de la energía EL. El banco de capaci-

tores para la fuente de alimentación se construyó con dos capacitores de 2200 µF y 450 Vcd conec-

tados en serie, ya que la tensión máxima de prueba es V0max = 800 V. La energía almacenada en el

arreglo de capacitores C0 es:

( )22

0max 01 1 800 1100 3522 2CE V C V F Jμ= ⋅ = ⋅ = (3.6)

Para la selección de los dispositivos auxiliares se tienen que considerar componentes con

capacidades de corriente y tensión correspondientes a la tensión máxima de prueba V0max = 800 V y

la corriente máxima de prueba ILmax = 55 A. Puesto que estos valores son iguales a los esfuerzos que

se presentan en el dispositivo bajo prueba, para los dispositivos auxiliares se seleccionó el IGBT de

Infineon Technologies.

El valor de la corriente de prueba se establece a través del tiempo t2 - t1 de encendido del dis-

positivo auxiliar AUX2, el cual se calcula con la ecuación (3.3). Este tiempo es diferente en cada una

de las pruebas de variación de la tensión de alimentación, así como de la corriente de conducción.

En la Tabla 3.1 se resumen los tiempos de encendido de AUX2, aplicados en las pruebas correspon-

dientes a estas variaciones.



Tabla 3.1. Tiempos de activación del interruptor AUX2

VO

IC 200V 400V 600V 800V

15A 120 µs 120 µs 50 µs _

25A 220 µs 220 µs 100 µs 40 µs

35A 320 µs 320 µs 140 µs _

45A 420 µs 420 µs 190 µs _

50A 580 µs 580 µs 220 µs _

55A 620 µs 620 µs 240 µs _

Tabla 3.2. Lista de partes del banco de pruebas

Partes del banco Valor seleccionado

Inductancia de carga Lcarga 1.56 mH

Dispositivo auxiliar AUX1 IGBT IKW25T120 de Infineon (con diodo en antiparalelo)

Dispositivo auxiliar AUX2 IGBT IKW25T120 de Infineon (con diodo en antiparalelo)

Fuente de alimentación V0 Configuración en serie de 2 capacitores de 2200 µF / 450 Vcd

3.2 Dispositivos seleccionados

De acuerdo con el objetivo de la tesis se utilizaron para su caracterización IGBTs de 1200 V.

Para observar mejor el impacto de la nueva tecnología de fabricación Trench-Stop, se decidió selec-

cionar el dispositivo de más alta capacidad de corriente disponible, en este caso con una corriente

máxima de CD de 25 A a 100°C. Al escoger los componentes para comparar con el TS-IGBT, se

tiene que considerar la misma capacidad de corriente y tensión, así como el mismo tipo de encapsu-

lado. Entre todos los fabricantes conocidos, solamente las compañías Fairchild e International Rec-

tifier ofrecen dispositivos con características similares, aunque no se pudieron encontrar IGBTs de

exactamente la mismo capacidad de corriente. El IGBT seleccionado de International Rectifier tiene

una corriente nominal a 100°C del 132% de la corriente del IGBT de Infineon. Por otro lado, com-

parar dispositivos de diferentes tecnologías, implica comparar estructuras optimizadas para diferen-

tes tipos de aplicaciones, como se mencionó en la Sección 1.5. De esta manera, mientras que el

IGBT de Infineon Technologies (IKW25T120) con tecnología Trench-Stop está optimizado para un

VCE(sat) mínimo, el dispositivo seleccionado de Fairchild (IGTG11N120CN) con tecnología NPT

está optimizado para altas frecuencias de conmutación y el de International Rectifier (IRG4PH50S)

con tecnología PT para aplicaciones de baja frecuencia (< 1 kHz). En la Tabla 3.3 se observan las



características más relevantes que cada dispositivo, tal y como las especifican los fabricante en las

hojas de datos correspondientes [26], [27], [28].

Tabla 3.3. Dispositivos seleccionados para su caracterización

Matricula Compañía Tecnología VCE [V]

IC [A]

Tj=100°C

VCE(sat) [V]

Tj=25°C

tf [ns]

Tj=25°C

IKW25T120 Infineon Technologies TS-IGBT 1200 25 1.7 70

IGTG11N120CN Fairchild NPT-IGBT 1200 22 (110 °C) 2.1 190

IRG4PH50S International Rectifier PT-IGBT 1200 33 1.47 425

Las condiciones nominales de operación del circuito se tienen que definir como base para to-

das las pruebas de variación de parámetros y resultan de las especificaciones nominales del fabri-

cante. En la Tabla 3.4 se muestran los valores nominales escogidos, los cuales fueron determinados

en base a las condiciones especificadas en la hoja de datos del IGBT de Infineon Technologies. El

fabricante indica que las energías disipadas en el encendido y en el apagado del IKW25T120 para

estas condiciones son de 2 mJ y 2.2 mJ, respectivamente.

Tabla 3.4. Definición de las condiciones nominales de prueba

Parámetro Símbolo Unidad Valor Nominal

Corriente de colector IC [A] 25

Resistencia de compuerta Rg [Ω] 22

Tensión de alimentación V0 [V] 600

Inductancia de cableado LC [nH] 116

Tensión de compuerta Vgg [V] 15

Temperatura de unión Ti [°C] 30

3.3 Simulación y protocolo de pruebas

Para definir las variaciones pertinentes de los parámetros más importantes del circuito que

sirven como base para la caracterización experimental, se hizo un estudio previo de simulación en

PSpice. Se utilizó el circuito de prueba con los valores de diseño calculados anteriormente y las

condiciones nominales de la Tabla 3.4 y se realizó un análisis paramétrico en un rango de valores

preestablecido con base en la experiencia y las recomendaciones del fabricante. Estos valores, así

como los pasos de incremento de cada parámetro fueron ajustados posteriormente según los resulta-

dos obtenidos en simulación y se muestran en la Tabla 3.5.



En la Figura 3.6 se muestra el esquemático implementado en el simulador PSpice. Para el

IGBT se utilizó el modelo del Trench-Stop disponible en la página WEB del fabricante Infineon

Technologies. Para el diodo de libre circulación de utilizó el modelo interno del diodo genérico de

PSpice, que garantiza simulaciones más rápidas que un modelo más complejo. Puesto que este mo-

delo no corresponde a un diodo de potencia, en las simulaciones no se puede observar la recupera-

ción inversa. Sin embargo, eso no afecta el objetivo de la simulación. Con el fin de obtener simula-

ciones confiables y estables, así como garantizar una velocidad de simulación aceptable, se definie-

ron las siguientes opciones de simulación:

0

Vo600v

I1Ic

Rg

22

V20V

IGBT IKW25T120TJ = 252

31

Vgg

PARAMETERS:

Ic = 25

Lc

115n

DbreakDfw

PARAMETERS:RELTOL = 0.001VNTOL = 1.0uVABSTOL = 1.0pACHGTOL = 0.01pITL1 = 150ITL2 = 20ITL4 = 10TNOM = 27°C

Figura 3.6. Esquemático implementado en PSpice.

Los parámetros variados son:

• la corriente de colector IC

• la tensión de alimentación VO

• la tensión de compuerta Vgg

• la resistencia de compuerta Rg

• la inductancia parásita LC

• la temperatura de unión Tj

Tabla 3.5. Variación de parámetros en conmutación dura y valores nominales

Variación de parámetros Símbolo Unidad Valor Nominal Valores variados

Corriente de colector IC [A] 25 15,25,35,45,50,55

Resistencia de compuerta Rg [Ω] 22 0,10,22,33,47

Tensión de alimentación VO [V] 600 200,400,600,800

Inductancia de cableado LC [nH] 116 116,500,1000

Tensión de compuerta Vgg [V] 15 12,15,18

Temperatura de unión Tj [°C] 30 30,60,100,150



De la Figura 3.7 a la Figura 3.12 se presentan las formas de onda obtenidas con el análisis pa-

ramétrico en simulación para cada una de las variaciones.

2.70 2.75 2.80 2.85 2.90 2.95 3.00 3.05 3.10 3.15 3.20 3.25 3.30

0V

200V

400V

600V

800V

Tiempo [us]0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1.0

0A

20A

40A

60A

80A

IC

IC

IC IC

Encendido Apagado

Figura 3.7. Transitorios de tensión VCE (arriba) y corriente IC (abajo) con variación de la corriente de colector IC ( 15, 30, 45, 60,75 A).

Tiempo [us]

VO

2.70 2.75 2.80 2.85 2.90 2.95 3.00 3.05 3.10 3.15 3.20 3.25 3.30

0V

200V

400V

600V

800V

0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1.0

0A

20A

40A

60A

80A

VO

VOVO

Encendido Apagado

Figura 3.8. Transitorios de tensión VCE (arriba) y corriente IC (abajo) con variación de la tensión de alimentación V0 (200, 400, 600 V).



Tiempo [us]

Vgg

2.70 2.75 2.80 2.85 2.90 2.95 3.00 3.05 3.10 3.15 3.20 3.25 3.30 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1.0

0A

5A

10A

15A

20A

25A

30A

0V

200V

400V

600V

800V

Vgg

Vgg

Vgg

Encendido Apagado

Figura 3.9. Transitorios de tensión VCE (arriba) y corriente IC (abajo) con variación de la tensión de compuerta Vgg,,(11, 13, 15, 17 V).

Tiempo [us]

LC

2.70 2.75 2.80 2.85 2.90 2.95 3.00 3.05 3.10 3.15 3.20 3.25 3.30

0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1.0

0A

20A

40A

60A

80A

0V

0.5KV

1.0KV

1.5KV

LC

LC

LC

Encendido Apagado

Figura 3.10. Transitorios de tensión VCE (arriba) y corriente IC (abajo) con variación de la induc-tancia parásita de cableado LC, (116, 500, 1000 nH),



Tiempo [us]

Rg

2.70 2.75 2.80 2.85 2.90 2.95 3.00 3.05 3.10 3.15 3.20 3.25 3.30

0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1.0

0A

20A

40A

60A

80A

0V

0.2KV

0.4KV

0.6KV

0.8KV

1.0KV

RgRg

Rg

Encendido Apagado

Figura 3.11. Transitorios de tensión VCE (arriba) y corriente IC (abajo) con variación de la resis-tencia de compuerta Rg, (0, 10, 22, 33, 47 Ω).

Tiempo [us]

Tj

0V

200V

400V

600V

800V

2.70 2.75 2.80 2.85 2.90 2.95 3.00 3.05 3.10 3.15 3.20 3.25 3.30 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1.0

0A

20A

40A

60A

80A

Tj

Tj Tj

Encendido Apagado

Figura 3.12. Transitorios de tensión VCE (arriba) y corriente IC (abajo) con variación de la tempe-ratura de unión Tj, (25, 60, 100, 150°C).



Las formas de onda de corriente y tensión obtenidas en el análisis paramétrico en simulacio-

nes durante el encendido y el apagado presentan las tendencias esperadas teóricamente al variar la

corriente de conducción IC, la resistencia de compuerta Rg, la tensión de alimentación V0, la induc-

tancia parásita LC, tensión de compuerta Vgg, temperatura de unión Tj. Estas tendencias se resumen

en la Tabla 3.6.

Tabla 3.6. Tendencias en los transitorios ante la variación de parámetros

Características Parámetros variados Encendido Apagado

Corriente de conducción IC IC↑ ⇒ tr(on)↑, td(on)=, di/dt=, Eon↑ IC↑ ⇒ tr(off)↑, td(off)↑, dV/dt↑, Eoff↑,cola↑

Resistencia de compuerta Rg Rg↑ ⇒ tr(on)↑, td(on)=, di/dt=, Eon↑ Rg↑ ⇒ tr(off)=, td(off)↑, dV/dt=, Eoff=,cola=

Tensión de alimentación V0 V0↑ = tr(on)↑, td(on)=, di/dt=, Eon↑ V0↑ ⇒ tr(off)=, td(off)↑, dV/dt=, Eoff↑,cola↑

Inductancia parásita LC LC↑ ⇒ tr(on)↓, td(on)=, di/dt=, Eon↓ LC↑ ⇒ tr(off)=, td(off)↓, dV/dt=, Eoff↑,cola↓

Tensión de compuerta Vgg Vgg↑ ⇒ tr(on)↓, td(on)↓, di/dt↑, Eon↓ Vgg↑ ⇒ tr(off)=, td(off)=, dV/dt=, Eoff=,cola=

Temperatura de unión Tj Tj↑ = tr(on)↑, td(on)↑, di/dt=↓, Eon↑ Tj↑ ⇒ tr(off)↑, td(off)↑, dV/dt↑, Eoff↑,cola↑

Esta tabla muestra en forma resumida el comportamiento que debe tener el dispositivo al va-

riar los parámetros más importantes e interesantes para caracterizar el dispositivo. Esto ayudara a

determinar si las mediciones que se obtengan experimentalmente sean las correctas o van en buen

camino y del comportamiento de la variación de parámetro. Con esto se puede validar el comporta-

miento del dispositivo con el modelo de PSpice con las simulaciones realizadas anteriormente.



3.4 Resultados experimentales

En esta sección se presentan los resultados en conmutación dura de los tres dispositivos ca-

racterizados, variando los parámetros del circuito según se estableció en la Tabla 3.5. Las formas de

onda de las conmutaciones que se obtuvieron con el osciloscopio se incluyen en el Anexo 4. En este

punto se presentan solamente las energías en el encendido y en el apagado en gráficas de barras, las

cuales fueron calculadas integrando la potencia instantánea disipada durante el transitorio de con-

mutación. Para ejemplificar la metodología de procesamiento de resultados, la Figura 3.13 muestra

las formas de onda medidas con el IGBT de Infineon Technologies en una prueba de encendido con

condiciones nominales. Se grafican los transitorios de tensión y corriente, VCE (t) e IC (t), respecti-

vamente, así como la potencia instantánea calculada como producto de estos y la energía obtenida

por integración de la potencia.

0 0.5 1 1.5 20

200

400

600

800

(1) t:0.5us/div

Vce

[V]

0 0.5 1 1.5 20

20

40

60

(2) t:0.5us/div

Ic [A

]

0 0.5 1 1.5 20

5

10

15

20

(3) t:0.5us/div

Pon

[KW

]

0 0.5 1 1.5 20

0.5

1

1.5

2

2.5

(4) t:0.5us/div

Eon

[mJ]

Figura 3.13. Formas de ondas de tensión y corriente, así como de potencia y energía obtenidas de

la medición de conmutación al encendido del IGBT IKW25T120.

En el anexo III se muestran todas las variaciones completas y formas de onda de todos los

dispositivos caracterizados. Esta forma de representar las señales ayuda a determinar su comporta-

miento al variar los parámetros, bajo condiciones nominales y se puede comparar con las simula-

ciones presentadas anteriormente.



3.4.1 Variación de la corriente de colector IC

La Figura 3.14 presenta la gráfica de las energías calculadas en encendido (parte inferior de la

barra) y en apagado (parte superior de la barra) para cada valor de corriente de colector IC. Por in-

terpolación se obtuvieron las expresiones analíticas de la energía en encendido y en apagado, res-

pectivamente, como función del parámetro variado Tabla 3.7

En la Figura 3.14 se aprecia que al aumentar la corriente de colector IC aumentan las pérdidas

en los tres IGBTs analizados. Los dispositivos de Fairchild y de Infienon Technologies muestran un

comportamiento similar ante la variación de la corriente. Las funciones obtenidas en ambos casos

son polinomios de grado tres, pero los coeficientes indican una dependencia cuasi-lineal. Se observa

también que las pérdidas en encendido sobrepasan las de apagado, siendo los valores para el TS-

IGBT ligeramente más altos. Para el IGBT de International Rectifier, las energías en apagado son

mucho más elevadas que al encendido y ambas aumentan de forma lineal (Tabla 3.7), ya que este

dispositivo ha sido optimizado para bajas pérdidas en conducción y aplicaciones de baja frecuencia.

0

5

10

15

20

25

30

E (m

J)

15A 25A 35A 45A 50A 55A 15A 25A 35A 45A 50A 55A 15A 25A 35A 45A 50A 55AFAIRCHILD INFINEON T. INTERNATIONAL R.

Figura 3.14. Energía al encendido y apagado variando la corriente de conducción IC.

Tabla 3.7. Resultado de la interpolación de Eon vs. IC y Eoff vs. IC

Dispositivo Expresiones analíticas de las energías en encendido y apagado

( ) 6 3 4 2 3 44.28 6.53 6.53 7.10on C C C CE I E I E I E I E− − − −= ⋅ + ⋅ + ⋅ + Fairchild (NPT-IGBT) ( ) 7 3 4 2 2 22.99 4.07 6.731 5.73off C C C CE I E I E I E I E− − − −= − ⋅ − ⋅ + ⋅ −

( ) 5 3 4 2 2 11.39 6.43 4.32 3.6on C C C CE I E I E I E I E− − − −= ⋅ + ⋅ + ⋅ + Infineon T. (TS-IGBT) ( ) 5 2 2 14.1 6.21 5.48off C C CE I E I E I E− − −= ⋅ + ⋅ +

( ) 1 11.01 5.51on C CE I E I E− −= ⋅ − International R. (PT-IGBT) ( ) 1 14.08 2.82off C CE I E I E− −= ⋅ −

Condiciones nominales



3.4.2 Variación de la tensión de alimentación VO

La Figura 3.15 presenta la gráfica de las energías calculadas en encendido (parte inferior de la barra) y en apagado (parte superior de la barra) para cada valor de tensión de alimentación VO. Por interpolación se obtuvieron las expresiones analíticas de la energía en encendido y en apagado, res-pectivamente, como función del parámetro variado Tabla 3.8.

En la Figura 3.15 se aprecia que al aumentar la tensión de alimentación VO aumentan las pér-didas en los tres IGBTs analizados. Los dispositivos de Fairchild y de Infineon Technologies mues-tran un comportamiento similar ante la tensión de alimentación VO. Se observa también que las pér-didas en encendido sobrepasan en algunos casos las de apagado, siendo los valores en el apagado ligeramente más altos para el TS-IGBT. Para el IGBT de International Rectifier, las energías en el encendido son ligeramente más bajas que en los otros IGBTs, pero en el apagado son mucho más elevadas y aumentan en forma cuadrática con la tensión (Tabla 3.8). Este dispositivo muestra una cola de apagado muy pronunciada, siendo su aplicación para bajas frecuencias de conmutación.

0

2

4

6

8

10

12

14

16

E(m

J)

200V 400V 600V 800V 200V 400V 600V 800V 200V 400V 600V 800V FAIRCHILD INFINEON T. INTERNATIONAL R.

Figura 3.15. Energía al encendido y apagado variando la tensión de alimentación VO

Tabla 3.8. Resultado de la interpolación de Eon vs. V0 y Eoff vs. V0 .


( ) 6 2 3 11.29 2.42 3.7on O O OE V E V E V E− − −= ⋅ + ⋅ + Fairchild (NPT-IGBT) ( ) 9 3 7 2 3 12.71 7.68 1.43 1,33off O O O OE V E V E V E V E− − − −= ⋅ − ⋅ + ⋅ −

( ) 6 2 33.55 1.09 1.6on O O OE V E V E V− −= ⋅ + ⋅ + Infineon T. (TS-IGBT) ( ) 6 2 3 21.86 4.81 6.97off O O OE V E V E V E− − −= − ⋅ + ⋅ −

( ) 6 2 3 11.48 1.19 1.82on O O OE V E V E V E− − −= ⋅ + ⋅ + International R. (PT-IGBT) ( ) 5 2 21.32 2.86 2.02off O O OE V E V E V− −= − ⋅ + ⋅ −




En los transitorios de apagado con variación en la tensión de alimentación se puede observar

claramente el efecto de la tecnología Field-Stop. En la Figura 3.16 se muestran las formas de onda

de corriente y tensión en los tres dispositivos ante dicha variación. Debido a que la tecnología TS

cuenta con una capa adicional para limitar la expansión del campo eléctrico a diferencia de la tecno-

logía tradicional NPT, a partir de una cierta tensión de alimentación, la zona de carga espacial al-

canza durante el apagado el ancho total de la zona n- extrayendo todas las cargas almacenadas. En

los bornes del dispositivo este efecto se hace visible a través de la disminución drástica de la cola de

apagado, debida en sí a las cargas restantes después de la expansión de la zona de carga espacial.

Este comportamiento de la cola de corriente al aumentar la tensión de alimentación se obser-

va claramente en el TS-IGBT de Infineon Technologies, pero también en el dispositivo de Interna-

tional Rectifier, por lo que se concluye que este IGBT debe de tener una capa adicional igual que el

Trench-Stop. La tensión a la cual cambia la forma de la cola de apagado (indicando que la zona de

carga espacial alcanzó el límite de la capa n-) se estima entre 400 V y 600 V para ambos dispositi-

vos. El IGBT de Fairchild no presenta el fenómeno arriba mencionado porque no tiene la capa adi-

cional. La forma de la cola de apagado no se ve afectada significativamente al variar la tensión de

alimentación V0.

El comportamiento descrito anteriormente indica y refuerza aún más que es importante operar

los dispositivos a su tensión nominal de operación. Utilizar IGBTs sobredimensionados, es decir

que son operados a una tensión inferior a la nominal (es decir menos de la mitad de su tensión

máxima), se paga con el precio de mayores pérdidas en el apagado, debido a una cola de corriente

más elevada.



International Rectifier Infineon Technologies Fairchild

0 1 2 3 40

200

400

600

800

1000

(1) t:1us/div

Vce

[V]

0 1 2 3 40

5

10

15

20

25

30

(2) t:1us/div

Ic [A

]

0 0.5 1 1.5 20

200

400

600

800

1000

(1) t:0.5us/divVc

e [V

]

0 0.5 1 1.5 20

5

10

15

20

25

30

(2) t:0.5us/div

Ic [A

]0 0.5 1 1.5 2

0

200

400

600

800

1000

(1) t:0.5us/div

Vce

[V]

0 0.5 1 1.5 20

5

10

15

20

25

30

(2) t:0.5us/div

Ic [A

]Figura 3.16. Transitorios de tensión VCE (1) y corriente IC (2) en el apagado variando la tensión de

alimentación V0.

Figura 3.17. Expansión del campo eléctrico durante la evolución de tensión en el apagado del

Field-Stop IGBT.

(2) VO (2) VO (2) VO

(1) VO (1) VO (1) VO



3.4.3 Variación de la tensión de compuerta Vgg


barra) y en apagado (parte superior de la barra) para cada valor de tensión de compuerta Vgg. Por

interpolación se obtuvieron las expresiones analíticas de la energía en encendido y en apagado, res-

pectivamente, como función del parámetro variado Tabla 3.9.

En la Figura 3.18 se aprecia que al reducir la tensión de compuerta Vgg aumentan las pérdidas

en el encendido en los tres IGBTs analizados. El dispositivo de Fairchild muestra el mayor aumento

con la disminución de la tensión de compuerta Vgg al encendido, mientras que en el IGBT de Fair-

child la variación de la energía al encendido es más leve. Las funciones obtenidas en ambos casos

son polinomios de diferentes grados (Tabla 3.9). A tensiones de compuerta bajas, las pérdidas en

encendido pueden sobrepasar las de apagado en el caso de los dispositivos de Fairchild y de Infi-

neon Technologies. Para el IGBT de International Rectifier, las energías en apagado siguen siendo

mucho más elevadas que las al encendido.

0

2

4

6

8

10

12

14

E (m

J)

12V 15V 18V 12V 15V 18V 12V 15V 18V FAIRCHILD INFINEON T. INTERNATIONAL R.

Figura 3.18. Energía al encendido y apagado variando la tensión de compuerta Vgg.

Tabla 3.9. Resultado de la interpolación de Eon vs. Vgg y Eoff vs. Vgg.


( ) 1 21.62 5.62 50.2on gg gg ggE V E V V−= ⋅ − ⋅ + Fairchild (NPT-IGBT) ( ) 2 13.54 8.26off gg ggE V E V E− −= ⋅ +

( ) 2 26.98 2.52 24.2on gg gg ggE V E V V−= ⋅ − ⋅ + Infineon T. (TS-IGBT) ( ) 36.27 2.04off gg ggE V E V−= ⋅ +

( ) 1 21.25 3.87on gg ggE V E V−= − ⋅ + International R. (PT-IGBT) ( ) 24.08 9.46off gg ggE V E V−= ⋅ +




3.4.4 Variación de la inductancia parásita de cableado LC

La Figura 3.19 presenta la gráfica de las energías calculadas en encendido (parte inferior de

la barra) y en apagado (parte superior de la barra) para cada valor de la inductancia parásita LC. Por

interpolación se obtuvieron las expresiones analíticas de la energía en encendido y en apagado, res-

pectivamente, como función del parámetro variado Tabla 3.10.

En la Figura 3.19 se aprecia que al aumentar la inductancia parásita LC disminuyen las pérdi-

das totales en los tres IGBTs analizados. El aumento de la inductancia suaviza el encendido (di/dt >

0) y reduce las energías, aunque en el apagado provoca pérdidas adicionales (di/dt < 0). Es decir

que conforme crece LC, las energías en el encendido disminuyen con respecto a las de apagado. Para

todos los dispositivos las pérdidas presentan un comportamiento lineal ante la variación de la induc-

tancia parásita (Tabla 3.10).

0

2

4

6

8

1 0

1 2

1 4

E (m

J)

1 1 6 n H 5 0 0 n H 1 0 0 0 n H 1 1 6 n H 5 0 0 n H 1 0 0 0 n H 1 1 6 n H 5 0 0 n H 1 0 0 0 n H F A IR C H ILD IN F IN E O N T. IN TE R N A TIO N A L R .

Figura 3.19. Energía al encendido y apagado variando la inductancia parásita LC.

Tabla 3.10. Resultado de la interpolación de Eon vs. LC y Eoff vs. LC.


( ) 7 2 42.75 4.06 2.33on C C CE L E L E L− −= − ⋅ − ⋅ + Fairchild (NPT-IGBT) ( ) 41.42 1.39off C CE L E L−= ⋅ +

( ) 49.4 2.3on C CE L E L−= − ⋅ + Infineon T. (TS-IGBT) ( ) 42.03 2.06off C CE L E L−= ⋅ +

( ) 45.52 1.93on C CE L E L−= − ⋅ + International R. (PT-IGBT) ( ) 68.2 10.2off C CE L E L−= − ⋅ +




3.4.5 Variación de la resistencia de compuerta Rg

La Figura 3.20 presenta la gráfica de las energías calculadas en encendido (parte inferior de

la barra) y en apagado (parte superior de la barra) para cada valor de resistencia de compuerta Rg.

Por interpolación se obtuvieron las expresiones analíticas de la energía en encendido y en apagado,

respectivamente, como función del parámetro variado Tabla 3.11.

En la Figura 3.20 se aprecia que al aumentar la resistencia de compuerta Rg aumentan las

pérdidas totales en los tres IGBTs analizados. Una resistencia de compuerta elevada provoca sobre

todo un encendido más lento del dispositivos, ya que reduce el di/dt. Los dispositivos de Fairchild y

de Infineon Technologies muestran un comportamiento similar ante la variación de la resistencia de

compuerta Rg. Las funciones obtenidas en ambos casos son polinomios lineales o cuasi-lineales

(Tabla 3.11). Se observa también que las energías en encendido llegan a sobrepasar las de apagado

en el caso de los IGBTs de Fairchild y de Infineon Technologies, mientras que para el IGBT de

International Rectifier, no cambian significativamente, siendo siempre las energías en el apagado

mucho más elevadas que al encendido.

0

2

4

6

8

10

12

14

E (m

J)

0 R 10 R 22 R 33 R 47 R 0 R 10 R 22 R 33 R 47 R 0 R 10 R 22 R 33 R 47 R FAIRCHILD INFINEON T. INTERNATIONAL R.

Figura 3.20. Energía al encendido y apagado variando la resistencia de compuerta Rg.

Tabla 3.11. Resultado de la interpolación de Eon vs. Rg y Eoff vs. Rg.


( ) 4 2 22.3 5.19 1.3on g g gE R E R E R− −= − ⋅ + ⋅ + Fairchild (NPT-IGBT) ( ) 35.12 1.31off g gE R E R−= ⋅ +

( ) 5 2 28.67 3.68 1.19on g g gE R E R E R− −= ⋅ + ⋅ + Infineon T. (TS-IGBT) ( ) 48.63 2.11off g gE R E R−= ⋅ +

( ) 21.88 1.44on g gE R E R−= ⋅ + International R. (PT-IGBT) ( ) 31.25 9.92off g gE R E R−= ⋅ +




3.4.6 Variación de la temperatura de unión Tj


barra) y en apagado (parte superior de la barra) para cada valor de temperatura de unión Tj. Por in-

terpolación se obtuvieron las expresiones analíticas de la energía en encendido y en apagado, res-

pectivamente, como función del parámetro variado Tabla 3.12

En la Figura 3.21 se aprecia que en principio al aumentar la temperatura de unión Tj aumen-

tan las pérdidas totales en los tres IGBTs analizados. Sin embargo, los dispositivos de Fairchild y de

Infineon Technologies muestran un comportamiento diferente ante variación de la temperatura de

unión con respecto al IGBT de International Rectifier, ya que el efecto de la temperatura en las pér-

didas de conmutación es menos pronunciado. Eso se debe a que las tecnologías NPT y TS no utili-

zan control de tiempo de vida, siendo este el parámetro que más dependencia presenta de la tempe-

ratura, afectando el nivel de la cola de apagado en los IGBTs de tipo PT. Las funciones obtenidas en

encendido y apagado demuestran una dependencia lineal o cuasi-lineal de las pérdidas con la tem-

peratura de unión (Tabla 3.12).

0

5

10

15

20

25

E (m

J)

30°C 60°C 100°C 150°C 30°C 60°C 100°C 150°C 30°C 60°C 100°C 150°C FAERCHILD INFINEON T. INTERNATIONAL R.

Figura 3.21. Energía al encendido y apagado variando la temperatura de unión Tj.

Tabla 3.12. Resultado de la interpolación de Eon vs. Tj y Eoff vs. Tj.


( ) 6 2 35.74 1.76 2.29on j j jE T E T E T− −= ⋅ + ⋅ + Fairchild (NPT-IGBT) ( ) 32.56 1.4off j jE T E T−= ⋅ +

( ) 6 2 34.79 3.45 1.99on j j jE T E T E T− −= − ⋅ + ⋅ + Infineon T. (TS-IGBT) ( ) 5 2 31.78 7.24 1.98off j j jE T E T E T− −= ⋅ + ⋅ +

( ) 32.76 1.76on j jE T E T−= ⋅ + International R. (PT-IGBT) ( ) 26.75 8.24off j jE T E T−= ⋅ +




3.5 Conclusiones

Los resultados experimentales obtenidos en las pruebas de conmutación dura de los tres

IGBTs analizados demuestran que las energías en encendido y en apagado tienen la tendencia espe-

rada teóricamente – y comprobada con las simulaciones de la Sección 3.3 – ante la variación de los

parámetros seleccionados (Tabla 3.6).Existen, sin embargo, diferencias en el nivel de impacto que

puede tener la variación de un parámetro en cada uno de los dispositivos, perteneciendo estos a

tecnologías de fabricación distintas.

El efecto de la tecnología se observa con más claridad en la variación de la tensión de alimen-

tación, donde en los IGBTs que cuentan con una capa adicional n+ (capa buffer en el caso del PT y

capa Field-Stop en el caso del TS), la cola de apagado disminuye drásticamente cuando el nivel de

la tensión de alimentación es suficiente para que el campo eléctrico se expanda hasta el límite de la

capa n- (o base). Este fenómeno ayuda a reducir las pérdidas en el apagado al operar el dispositivo a

tensiones cercanas a su valor nominal.

También en el caso de la variación de temperatura es evidente que los IGBTs de tipo NPT y

TS tienen un comportamiento distinto al del PT-IGBT. Mientras que los primeros tienen un tiempo

de vida muy elevado en la capa n- y no se ven fuertemente afectados por el fenómeno térmico, el

dispositivo de International Rectifier es muy sensible ante variaciones de la temperatura, ya que su

comportamiento dinámico se determina en gran parte por el bajo nivel de tiempo de vida en la base.

De manera general, la comparación de los tres dispositivos analizados muestra que los IGBTs

de tipo NPT y TS tienen pérdidas similares, siendo las del TS ligeramente más elevadas en el apa-

gado, mientras que el PT-IGBT presenta las menores pérdidas en el encendido, pero pérdidas su-

mamente elevada en el apagado, dado que no es un dispositivo optimizado para altas frecuencias de

conmutación.

67

CCaappííttuulloo 44 CCoonndduucccciióónn En este capítulo se describe el circuito de prueba utilizado para la caracterización de los

IGBTs en conducción, su funcionamiento y diseño. Los dispositivos seleccionados para ser caracte-

rizados en conducción son los mismos que los del capítulo anterior. Con base en sus características

se determinó el protocolo de mediciones, es decir la definición de variación de parámetros. Para

las mediciones en conducción se variaron la tensión de compuerta Vgg, la corriente de conducción

IC y la temperatura de unión Tj. Se muestran los resultados experimentales en conducción para los

tres dispositivos seleccionados en términos de la tensión de saturación VCE(sat) y se explica el com-

portamiento de los IGBTs para cada variación de parámetro.



4.1 Circuito de prueba

El circuito utilizado para las pruebas en conducción es el mismo que el circuito mostrado en

el Capítulo 3, con la diferencia que los interruptores AUX1 y AUX2 permanecen apagados y se activa

solamente el dispositivo bajo prueba. El circuito con la secuencia de disparo utilizada en las pruebas

de conducción se muestra en la Figura 4.1.

LC Rind

Lcarga

DUT

Dfw

D1

VO

IMP1 IMP2

AUX1

AUX2

VDUT

IDUT

Icarga

DUT

AUX 2

AUX1

t1 t2 Figura 4.1. Circuito de prueba en conducción con secuencias de disparo y formas de onda típicas.

4.1.1 Funcionamiento

En el momento que circula una corriente por el DUT, en sus bornes se presenta una caída de

tensión, correspondiente a la tensión de saturación del dispositivo VCE(sat). Esta representa la variable

de medición para las pruebas en conducción. En los dispositivos bipolares la tensión de saturación

es una función de la corriente de conducción.

En el instante t1, el dispositivo bajo prueba se activa y evoluciona la corriente de carga IL a

través del mismo en forma cuasi-lineal, siendo esta limitada solamente por la inductancia Lcarga, la

inductancia parasita LC y la resistencia Rind (ecuación). Dependiendo del periodo de carga t2 - t1, se

establece el valor máximo de corriente para la prueba.

Durante la fase de conducción del DUT se mide la caída de tensión VCE(sat) y la corriente a

través del dispositivo IC. Posteriormente se elimina la variable del tiempo para obtener la dependen-

cia de VCE(sat) vs. IC.

Capítulo 4: Conducción


4.1.2 Diseño

El elemento crítico de diseño de este circuito de prueba es la inductancia de carga Lcarga, cuyo

valor se tiene que optimizar, ya que no puede ser demasiado pequeño, para no incluir efectos transi-

torios en las mediciones y por otro lado no puede ser demasiado grande, para evitar el calentamien-

to del dispositivo.

Para este circuito de prueba se utilizó la misma fuente de alimentación como para las pruebas

en conmutación (ver Sección 3.1.2). Puesto que en las pruebas de conducción se tiene que medir un

voltaje relativamente bajo (en ordenes de pocos voltios), es conveniente seleccionar una tensión de

alimentación V0 de valor reducido, para que el osciloscopio pueda medir con suficiente precisión la

tensión de saturación del DUT con la escala que impone la tensión V0.

Para el diseño del circuito de prueba en conducción, las variables de entrada (especificaciones

de diseño) son:

• la tensión máxima de prueba V0max = 40 V,

• la corriente máxima de prueba ILmax = 55 A y

• el incremento máximo de temperatura de unión durante la prueba Δθjmax = 0.5 °C.

Con estas especificaciones se puede calcular el único elemento de diseño del circuito, que es

la inductancia de carga Lcarga, tomando en cuenta la transmisión de calor representada con el modelo

térmico (Sección 2.6.2).

Para el cálculo térmico se reemplaza la rampa de corriente que circula por el DUT (Figura

4.1) por un pulso de corriente con el valor promedio IAV = ILmax/2 = 27.5 A. La potencia promedio

disipada durante este pulso PAV se evalúa considerando la tensión de saturación VCE(sat) del IGBT

IKW25T120 para el peor caso (temperatura medio ambiente):

( )( ) ( ) 25 27.5 1.7 46.75AV AV CCE satP I V A V W°= ⋅ = ⋅ = (4.1)

Utilizando la ecuación (2.4) se despeja la impedancia térmica Zth(JC):

max( )

( ) ( )

0.5 0.0107 /46.75

j C jth JC

AV AV

T T T CZ WP P W

− °= = = = ° (4.2)

En la hoja de datos del IGBT IKW25T120 se encuentra la gráfica que relaciona la impedan-

cia térmica transitoria con el ancho del pulso de potencia y el ciclo de trabajo Figura 4.2. La curva

para un pulso único indica un tiempo de encendido máximo tP = Δ tmax = 20 µs correspondiente al

valor calculado de Zth(JC).



Figura 4.2: Impedancia térmica transitoria del IGBT IKW25T120.

Con estas consideraciones se puede calcular el valor máximo de la inductancia de carga Lcar-

ga(max) que garantiza un incremento de la temperatura durante la prueba menor a 0.5 °C. Si se toma

en cuenta la tensión de operación V0max = 40 V, el tiempo de encendido máximo Δ tmax = 20 µs y la

corriente máxima de prueba ΔILmax = 55A, se obtiene para la inductancia de carga:

( )max

0maxarg maxmax

2040 14.555c a

L

t sL V V HI A

μ μΔ

= ⋅ = ⋅ =Δ

(4.3)

El valor seleccionado para la inductancia de carga del circuito de prueba es Lcarga = 11 µH.

4.2 Protocolo de pruebas

En las pruebas de conducción se mide la tensión de saturación del dispositivo VCE(sat) en fun-

ción de la corriente y se evaluaron los resultados para corrientes de 10 a 55 A. Además se varió la

tensión de compuerta entre 12 y 18 V y la temperatura de unión de 30 a 150 °C, como se muestra en

la Tabla 4.1.

20 µs



Tabla 4.1. Variación de parámetros en conducción y valores nominales

Variación de parámetros Símbolo Unidad Valor Nominal Valores variados

Corriente de colector IC [A] 25 10 a 55

Tensión de compuerta Vgg [V] 15 12, 15, 18

Temperatura de unión Tj [°C] 30 30, 60, 100, 150

4.3 Resultados experimentales

Las pruebas experimentales dieron como resultado las curvas de la tensión de saturación del

dispositivo VCE(sat) en función de la corriente de conducción IC. Por interpolación se obtuvieron pos-

teriormente las expresiones analíticas correspondientes (tensión de saturación como función de la

corriente). En la Tabla 4.2 se muestran las expresiones obtenidas para las condiciones nominales de

operación.

Tabla 4.2. Resultado de la interpolación de VCE(sat) vs. IC para condiciones nominales

Dispositivo Expresiones analíticas del VCE(sat)

Fairchild (NPT-IGBT) ( ) 5 2 2

( ) 4.93 4.08 2.23CE sat C C CV I E I E I− −= − ⋅ + ⋅ +

Infineon T. (TS-IGBT) ( ) 6 2 2

( ) 7.19 2.52 1.29CE sat C C CV I E I E I− −= ⋅ + ⋅ +

International R. (PT-IGBT) ( ) 5 2 2

( ) 2.08 1.28 1.35CE sat C C CV I E I E I− −= − ⋅ + ⋅ +

Las gráficas de los resultados experimentales de las pruebas de conducción se representan en

familias de curvas de la tensión de saturación del dispositivo VCE(sat) en función de la corriente de

conducción IC para diferentes valores de un segundo parámetro variado, que en un caso es la tensión

de compuerta Vgg y en el otro caso la temperatura de unión Tj. Los resultados de los tres dispositivos

analizados se incluyen en una misma figura.

4.3.1 Variación de la corriente de colector IC y de la temperatura Tj

Los resultados experimentales de las pruebas en conducción con variación de la temperatura

de unión están graficados en la Figura 4.3. Por interpolación se obtuvieron las expresiones analíticas

de la tensión de saturación como función de la corriente de conducción para diferentes temperaturas

de unión (Tabla 4.3).



10 15 20 25 30 35 40 45 50 551

2

3

4

5

6

7

Ic [A]

Vce

(sat

) [V

]

TJ

TJ

TJ

Figura 4.3. Tensión de saturación VCE(sat) en función de la corriente para diferentes temperaturas

de unión Tj (30, 60, 100, 150 °C).

En conducción, el dispositivo de Fairchild presenta la mayor tensión de saturación por el gro-

sor de su capa n– típicamente elevado para los IGBTs de la tecnología NPT y su baja eficiencia del

emisor interno. Como se ha mencionado anteriormente, este dispositivo está optimizado para altas

frecuencias de conmutación, por lo que tiene altas pérdidas en conducción. Por lo tanto, no será la

mejor opción para aplicaciones en baja o mediana frecuencia. Se observa también una gran depen-

dencia de la temperatura en cuanto a la tensión de saturación, puesto que la movilidad de los porta-

dores se reduce drásticamente con el calentamiento del semiconductor.

El dispositivo de International Rectifier es un IGBT de tipo PT y cuenta con una alta eficien-

cia del emisor interno. Además, está optimizado para bajas pérdidas en conducción, lo cual se refle-

jada en tensiones de saturación pequeñas que no se ven significativamente afectadas por el aumento

de la temperatura. En la Figura 4.3 se observa que el nivel de la corriente de conducción influye en

el efecto térmico, comportamiento que casi no se presenta en el NPT-IGBT, donde las curvas con

prácticamente paralelas. Eso se debe a que en un PT la influencia de la temperatura tiene un efecto

de cancelación en la conducción, puesto que el aumento de la misma reduce por un lado la movili-

Fairchild

(NPT-IGBT)

Infineon T.

(TS-IGBT)

International R.

(PT-IGBT)



dad de los portadores (más resistencia y más pérdidas en conducción), pero aumenta su tiempo de

vida (menos resistencia y menos pérdidas en conducción).

Como era de esperarse, el dispositivo Trench-Stop de Infineon Technologies presenta un

comportamiento intermedio entre el Punch-Through y el Non-Punch-Through. Las tensiones de

saturación tienen niveles más bajos que en el NPT-IGBT, puesto que el grosor de la capa n- es muy

reducido y cuenta con una compuerta tipo trinchera (Sección 1.3), pero existe una cierta dependen-

cia de la temperatura, indicando que no hay un efecto de cancelación como en el PT-IGBT, puesto

que el tiempo de vida no influye en su comportamiento.

Tabla 4.3. Resultado de la interpolación de VCE(sat) vs. IC para diferentes temperaturas de unión Tj


30jT C= ° ( ) 5 2 2( ) 4.9 4.08 2.23CE sat C C CV I E I E I− −= − ⋅ + ⋅ +

60jT C= ° ( ) 7 2 2( ) 3.01 3.98 2.59CE sat C C CV I E I E I− −= ⋅ + ⋅ +


Fairchild (NPT-IGBT)





Infineon T. (TS-IGBT)





International R. (PT-IGBT)


4.3.2 Variación de la corriente de colector IC y voltaje de compuerta Vgg

Los resultados experimentales de las pruebas en conducción con variación de la tensión de

compuerta están graficados en la Figura 4.4. Por interpolación se obtuvieron las expresiones analíti-

cas de la tensión de saturación como función de la corriente de conducción para diferentes tensiones

de compuerta (Tabla 4.4).

En cuanto a los niveles de tensión de saturación de los tres IGBTs analizados, se observa la

misma tendencia que en la Figura 4.3. El valor de tensión de compuerta Vgg determina las propieda-

des de conducción del canal MOS, por lo tanto, entre más alto este voltaje, menos caída de tensión

se presenta en el dispositivo. Comparando la dependencia de Vgg en las diferentes tecnologías de



fabricación, es evidente que hay un comportamiento similar en el NPT- y en el TS-IGBT, mientras

que para el PT el nivel de tensión de compuerta casi no influye en la región de saturación.

10 15 20 25 30 35 40 45 50 551

1.5

2

2.5

3

3.5

4

4.5

5

Ic [A]

Vce

(sat

) [V

]

Vgg

Vgg

Vgg

Figura 4.4. Tensión de saturación VCE(sat) en función de la corriente para diferentes tensiones de

compuerta Vgg (12, 15, 18 V).

Tabla 4.4. Resultado de la interpolación de VCE(sat) vs. IC para diferentes tensiones de compuerta Vgg


12ggV V= ( ) 5 2 2( ) 2.25 4.28 2.28CE sat C C CV I E I E I− −= ⋅ + ⋅ +

15ggV V= ( ) 5 2 2( ) 4.9.3 4.08 2.23CE sat C C CV I E I E I− −= − ⋅ + ⋅ + Fairchild

(NPT-IGBT) 18ggV V= ( ) 5 2 2

( ) 4.38 3.75 2.26CE sat C C CV I E I E I− −= − ⋅ + ⋅ +

12ggV V= ( ) 5 2 2( ) 9.45 2.8 1.32CE sat C C CV I E I E I− −= ⋅ + ⋅ +

15ggV V= ( ) 6 2 2( ) 7.19 2.52 1.29CE sat C C CV I E I E I− −= ⋅ + ⋅ + Infineon T.

(TS-IGBT) 18ggV V= ( ) 5 2 2

( ) 2.2 2.04 1.31CE sat C C CV I E I E I− −= − ⋅ + ⋅ +

12ggV V= ( ) 5 2 2( ) 1.91 1.37 1.35CE sat C C CV I E I E I− −= − ⋅ + ⋅ +

15ggV V= ( ) 5 2 2( ) 2.08 2.28 1.35CE sat C C CV I E I E I− −= − ⋅ + ⋅ + International R.

(PT-IGBT) 18ggV V= ( ) 5 2 2

( ) 1.67 1.15 1.36CE sat C C CV I E I E I− −= − ⋅ + ⋅ +

Fairchild

(NPT-IGBT)

Infineon T.

(TS-IGBT)

International R.

(PT-IGBT)



4.4 Conclusiones

Los resultados experimentales obtenidos en las pruebas de conducción de los tres IGBTs ana-

lizados demuestran que las tensiones de saturación tienen la tendencia esperada teóricamente ante la

variación de la temperatura y el voltaje de compuerta. Existen, sin embargo, diferencias en el nivel

de impacto que puede tener la variación de un parámetro en cada uno de los dispositivos, pertene-

ciendo estos a tecnologías de fabricación distintas.

El efecto de la tecnología se observa con claridad tanto ante variaciones de la temperatura

como del voltaje de compuerta. Los dispositivos de tecnología NPT y TS tienen comportamientos

similares que dependen fuertemente de los parámetros variados, mientras que para el PT-IGBT la

influencia de estos parámetros en la conducción del dispositivo es poco significante. Estas diferen-

cias tienen que ver con la estructura de compuerta, el grosor de la capa n-, el nivel del tiempo de

vida y la eficiencia del emisor interno de cada estructura.

De manera general, la comparación de los tres dispositivos analizados muestra que el IGBT

de tipo NPT tiene las más altas tensiones de saturación y el IGBT de tipo PT las más bajas, puesto

que cada tecnología ha sido optimizada con objetivos diferentes. El TS-IGBT tiene valores de

VCE(sat) intermedios entre el NPT y el PT, pero más cercanos al PT.

77

CCaappííttuulloo 55 CCáállccuulloo ddee ppéérrddiiddaass En este capítulo se desarrolla el procedimiento para calcular las pérdidas totales generadas

con los tres dispositivos caracterizados en un convertidor, tomando en cuenta los diferentes modos

de corriente que se pueden presentar en la topología, así como la frecuencia de operación y el ciclo

de trabajo de la aplicación. Las fórmulas de cálculo utilizan las expresiones analíticas obtenidas

por interpolación de las mediciones realizadas en la caracterización. Por lo tanto, se pueden eva-

luar las pérdidas totales solamente ante variaciones de la corriente de conducción, quedando los

otros parámetros en sus valores nominales (tensión de alimentación, resistencia de compuerta,

tensión de compuerta, inductancia parásita y temperatura de unión).

Caracterización y Comparación del Desempeño del NPT y el Trench-Stop IGBT CENIDET


5.1 Cálculo de pérdidas

Un parámetro importante en la evaluación de un convertidor es su eficiencia. Esta depende de

la topología, así como las condiciones de operación según la aplicación. La eficiencia en la conver-

sión de energía eléctrica, es decir en los convertidores electrónicos de potencia, está en gran parte

determinada por las pérdidas que se presentan en los dispositivos de conmutación (diodos e inter-

ruptores). Por lo tanto, la eficiencia no depende solamente de las condiciones de operación del con-

vertidor, sino también del tipo de dispositivo electrónico utilizado y el cálculo de las pérdidas tota-

les tiene que considerar estos dos aspectos.

El tipo de convertidor y sus modos de operación determinan la forma de onda de corriente

que circula por los interruptores. Los parámetros de operación del convertidor según la aplicación

son la frecuencia de conmutación f y el ciclo de trabajo D, mientras que las condiciones de opera-

ción se ven reflejadas en los niveles de corriente y tensión.

En este trabajo se consideran solamente los convertidores PWM CD/CD, por lo que las pér-

didas generadas en los interruptores tienen que calcularse por separado para el modo de corriente

constante, continuo y discontinuo. Por lo tanto, es necesario basar los cálculos en mediciones reali-

zadas con variación de la corriente de conducción de los dispositivos. Puesto que en este trabajo

dicha variación se realizó solamente para valores nominales en los otros parámetros, se pueden eva-

luar las pérdidas totales considerando únicamente variaciones en la corriente de conducción en los

límites y para las condiciones nominales establecidos en la Sección 3.3.

Las fórmulas de cálculo utilizan las expresiones analíticas de las energías en encendido y

apagado, así como de la tensión de saturación en función de la corriente, obtenidas por interpola-

ción de las mediciones realizadas en la caracterización.

En lo siguiente se derivan las ecuaciones generales para el cálculo de pérdidas en los IGBTs

en función de la corriente, de la frecuencia de conmutación y del ciclo de trabajo. En las secciones

subsecuentes se obtienen las expresiones específicas para los diferentes modos de conducción de

corriente. Los resultados se muestran en gráficas 2 dimensionales por separado para cada modo de

corriente y cada uno de los dispositivos.

Las pérdidas generadas en un interruptor son el producto de la frecuencia de operación y la

energía promedio disipada, la cual resulta a su vez del producto de la corriente y tensión instantá-

neas en el dispositivo:

( ) ( ) ( )0 0

1 1T T

tot AV CE CP f E P t dt V t i t dtT T

= ⋅ = = ⋅∫ ∫ (5.1)

Capitulo 5: Cálculo de pérdidas


donde 1fT

=

De esta manera, las pérdidas totales son el promedio de la potencia instantánea disipada en

cada periodo de conmutación T. La energía disipada se debe principalmente a las pérdidas durante

la fase de conducción Econd y los períodos de conmutación (encendido Eon y apagado Eoff):

( )1tot cond on offP E E E

T= ⋅ + + (5.2)

En los dispositivos bipolares, como el IGBT, la resistencia de encendido y por ende la tensión

de saturación, dependen del nivel de inyección, es decir de la corriente de conducción:

( )( ) ( )( )0

condt

cond CE sat C CE V i t i t dt= ⎡ ⎤ ⋅⎣ ⎦∫ (5.3)

donde condt D T= ⋅ (5.4)

Las energías disipadas durante el encendido y el apagado se obtienen mediante la integración

de la potencia instantánea en la fase transitoria:

( ) ( )( )0

ont

on CE CE V t i t dt= ⋅∫ (5.5)

( ) ( )( )0

offt

off CE CE V t i t dt= ⋅∫ (5.6)

Con las ecuaciones (5.3), (5.5) y (5.6) se obtiene la siguiente expresión para la potencia total:

( )( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( ) ( )( )( )0 0 0

1 offcond on tt t

tot CE sat C C CE C CE CP V i t i t dt V t i t dt V t i t dtT

⎛ ⎞⎜ ⎟= ⋅ + ⋅ + ⋅⎜ ⎟⎝ ⎠

∫ ∫ ∫ (5.7)

Considerando las ecuaciones (5.4) y (5.7), se observa que las pérdidas en conducción depen-

den del ciclo de trabajo, mientras que las pérdidas en conmutación dependen de la frecuencia.

A continuación se derivan las fórmulas para el cálculo de las pérdidas totales en cada uno de

los modos de conducción de corriente: modo constante, modo continuo y modo discontinuo. Las

ecuaciones se representan en gráficas tridimensionales (3D) para cada uno de los IGBTs como fun-

ción del ciclo de trabajo y de la frecuencia de operación. De esta manera es posible apreciar con que

dispositivo (o tecnología de fabricación) se logran obtener las pérdidas más bajas, dependiendo de

las condiciones de operación de la aplicación convertidor.



5.1.1 Corriente en modo constante

La Figura 5.1 muestra la forma de onda de la corriente en modo de conducción constante.

0 tcond

ICm

T t

iC

Figura 5.1: Corriente en modo constante.

La ecuación que determina la forma de onda de la corriente es:

( )( )

, 0

0,C Cm cond

C cond

i t I para t t

i t para t t T

= < <

= < < (5.8)

Para la energía en conducción resulta:

( )( ) ( )( ) ( )( )( ) ( )0

condt

cond CE sat C C CE sat C CmE V i t i t dt D T V i t I= ⋅ = ⋅ ⋅ ⋅∫ (5.9)

De la interpolación de VCE(sat) en función de la corriente se obtiene un polinomio de grado 2

(Tabla 4.2). Sustituyendo la ecuación (5.8) en el polinomio se llega a:

( )( ) 2( )CE sat C Cm CmV i t A I B I C= ⋅ + ⋅ + (5.10)

donde A, B y C son coeficientes con valores específicos para cada uno de los dispositivos.

Sustituyendo la ecuación (5.10) en (5.9) resulta la siguiente relación:

( )3 2cond Cm Cm Cm condE A I B I C I t= ⋅ + ⋅ + ⋅ ⋅ (5.11)

Las pérdidas en conmutación se calculan directamente de las energías medidas en función de

la corriente Eon(ICm) y Eoff(ICm), respectivamente. Con la ecuación (5.2), para las pérdidas totales se

obtiene la siguiente función:

( ) ( ) ( )( )3 2tot Cm Cm Cm on Cm off CmP D A I B I C I f E I E I= ⋅ ⋅ + ⋅ + ⋅ + ⋅ + (5.12)

Esta ecuación determina la potencia total consumida en modo de conducción constante en

función del ciclo del trabajo, de la frecuencia de operación y de la corriente. Se representa gráfica-

mente en la Figura 5.2 en 3D para la corriente nominal de 25 A y cada uno de los IGBTs analiza-



dos. Se observa que el IGBT de tecnología Trench-Stop tiene el mejor desempeño tomando en

cuenta todo el rango contemplado de frecuencias y ciclos de trabajo.

(a)

(b)

(c)

Figura 5.2. Potencia total disipada en modo de conducción constante para ICm=25 A a) NPT-IGBT (Fairchild), b) TS-IGBT (Infineon T.), c) PT-IGBT (International R.).



5.1.2 Corriente en modo continuo

La Figura 5.3 muestra la forma de onda de la corriente en modo de conducción continuo.

tcond

ICmax

T t

iC

0

ICmin

Figura 5.3. Corriente en modo continuo.

La ecuación que determina la forma de onda de la corriente en este modo de conducción es:

( )

( )

max minmin , 0

0,

C CC C cond

cond

C cond

I Ii t t I para t tt

i t para t t T

−= ⋅ + < <

= < < (5.13)

Sustituyendo (5.13) en (5.3) resulta para la energía en conducción:

( )( ) ( )( )( ) min0

condt

cond CE sat C CE V i t M t I dt= ⋅ ⋅ +∫ (5.14)

donde max minC C

cond

I IMt

−= (5.15)

Sustituyendo la ecuación (5.13) en el polinomio obtenido por interpolación se llega a la ten-

sión de saturación en función del tiempo:

( )( ) ( ) ( )2( ) min minCE sat C C CV I t A M t I B M t I C= ⋅ ⋅ + + ⋅ ⋅ + + (5.16)

La fórmula completa para la energía en conducción resulta sustituyendo (5.16) en (5.14):

( ) ( )( ) ( )( )( ) ( ) ( )( )

( )

2min min min

0

3 2min min min

0

1 2 30

cond

cond

cond

t

cond C C C

t

C C C

t

E A M t I B M t I C M t I dt

A M t I B M t I C M t I dt

A E B E C E dt

= ⋅ ⋅ + + ⋅ ⋅ + + ⋅ ⋅ +

= ⋅ ⋅ + + ⋅ ⋅ + + ⋅ ⋅ +

= ⋅ + ⋅ + ⋅

∫

∫

∫

(5.17)

Integrando por partes la ecuación (5.17) se obtiene para el binomio E1:



( )

( )

31 min

0

3 3 2 2 2 3min min min

0

3 4 2 32 2 3min

min min

3 3 2 22 3min

min min

2 2

24 3

24 3

cond

cond

t

C

t

C C C

cond C condC cond cond

cond C condC cond C cond

E M t I dt

M t I M t I M t I dt

M t I M t I M t I t

M t I M t I M t I t

= ⋅ +

= ⋅ + ⋅ ⋅ ⋅ + ⋅ ⋅ ⋅ +

⎛ ⎞⋅ ⋅ ⋅ ⋅= + + ⋅ ⋅ + ⋅⎜ ⎟

⎝ ⎠⎛ ⎞⋅ ⋅ ⋅ ⋅

= + + ⋅ ⋅ + ⋅⎜ ⎟⎝ ⎠

∫

∫ (5.18)

para el binomio E2:

( ) ( )2 2 2 22 min min min

0 0

2 32 2

min

2 22

min

2

3

3

cond condt t

C C

condcond C cond

condcond C cond

E M t I dt M t M I t I dt

M t M t I t

M t M t I t

= ⋅ + = ⋅ + ⋅ ⋅ ⋅ +

⎛ ⎞⋅= + ⋅ + ⋅⎜ ⎟

⎝ ⎠⎛ ⎞⋅

= + ⋅ + ⋅⎜ ⎟⎝ ⎠

∫ ∫

(5.19)

y para el binomio E3:

( )

2

3 min min0

min

2

2

condtcond

C C cond

condC cond

M tE M t I dt I t

M t I t

⎛ ⎞⋅= ⋅ + = + ⋅⎜ ⎟

⎝ ⎠⋅⎛ ⎞= + ⋅⎜ ⎟

⎝ ⎠

∫ (5.20)

Las pérdidas en conmutación se calculan directamente de las energías medidas en función de

la corriente Eon(ICmin) y Eoff(ICmax), respectivamente. Con la ecuación (5.2), para las pérdidas totales

se obtiene la siguiente función:

( ) ( )( )31 2min maxtot on C off C

cond cond cond

EE EP D A B C f E I E It t t

⎛ ⎞= ⋅ ⋅ + ⋅ + ⋅ + ⋅ +⎜ ⎟

⎝ ⎠ (5.21)

donde las energías E1, E2 y E3 están dadas en las ecuaciones (5.18), (5.19) y (5.20).

Esta ecuación determina la potencia total consumida en modo de conducción continuo en


mente en la Figura 5.2 en 3D para ICmin = 10 A e ICmax = 25 A y cada uno de los IGBTs analizados.

Al igual que en el modo continuo, se observa que el PT-IGBT tiene pérdidas aceptable solo a fre-

cuencias muy bajas.



(a)

(b)

(c)

Figura 5.4: Potencia total disipada en modo de conducción continuo para ICmin=10 A y ICmax=25 A a) NPT-IGBT (Fairchild), b) TS-IGBT (Infineon T.), c) PT-IGBT (International R.).



5.1.3 Corriente en modo discontinuo

La Figura 5.5 muestra la forma de onda de la corriente en modo de conducción discontinuo.

0 tcond

ICpic

T t

iC

Figura 5.5: Corriente en modo discontinuo.

La ecuación que determina la forma de onda de la corriente en este modo de conducción es:

( )

( )

, 0

0 ,

CpicC cond

cond

C cond

Ii t t para t t

ti t para t t T

= ⋅ < <

= < <

(5.22)

Para la energía en conducción resulta:

( )( ) ( )( ) ( )( )( )( ) ( )0 0

cond condt tCpic

cond CE sat C C CE sat Ccond

IE V i t i t dt V i t t dt

t= ⋅ = ⋅ ⋅∫ ∫ (5.23)

Sustituyendo la ecuación (5.22) en el polinomio obtenido por interpolación se llega a la ten-

sión de saturación en función del tiempo:

( )( )2

( )Cpic Cpic

CE sat Ccond cond

I IV i t A t B t C

t t⎛ ⎞ ⎛ ⎞

= ⋅ + ⋅ +⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎝ ⎠ ⎝ ⎠

(5.24)

donde A, B y C son coeficientes con valores específicos para cada uno de los dispositivos.

La fórmula completa para la energía en conducción resulta sustituyendo la ecuación (5.24) en

la ecuación (5.23):

2

0

3 2

4 3 2

tcondCpic Cpic Cpic

condcond cond cond

cond Cpic Cpic Cpic

I I IE A t B t C t dt

t t t

A B Ct I I I

⎛ ⎞⎛ ⎞⎛ ⎞ ⎛ ⎞⎜ ⎟⎜ ⎟= ⋅ ⋅ + ⋅ + ⋅⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎜ ⎟⎜ ⎟⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎝ ⎠⎝ ⎠⎛ ⎞= ⋅ ⋅ + ⋅ + ⋅⎜ ⎟⎝ ⎠

∫ (5.25)



(a)

(b)

(c)

Figura 5.6. Potencia total disipada en modo de conducción discontinuo para ICpic=25 A a)

NPT-IGBT (Fairchild), b) TS-IGBT (Infineon T.), c) PT-IGBT (International R.).



Las pérdidas en encendido se desprecian, puesto que los dispositivos encienden a corriente

cero (Figura 5.5), mientras que las pérdidas en apagado se calculan directamente de las energías

medidas en función de la corriente Eoff(ICpic). Con la ecuación (5.2), para las pérdidas totales se ob-

tiene la siguiente función:

( )( )3 2

4 3 2tot Cpic Cpic Cpic off CpicA B CP D I I I f E I⎛ ⎞= ⋅ ⋅ + ⋅ + ⋅ + ⋅⎜ ⎟

⎝ ⎠ (5.26)

Esta ecuación determina la potencia total consumida en modo de conducción discontinuo en


mente en la Figura 5.6 en 3D para una corriente pico de 25 A y cada uno de los IGBTs analizados.

Al igual que en los casos anteriores, se observan las bajas pérdidas totales de las tecnologías NPT y

TS en comparación con la tecnología PT.

5.2 Conclusiones

En este capítulo se derivaron las ecuaciones para el cálculo de las pérdidas totales en función

del ciclo de trabajo y de la frecuencia de conmutación para los diferentes modos de conducción

(constante, continuo y discontinuo) incluyendo la influencia de la variación de corriente debida a la

forma de onda en cada modo. De la representación gráfica en 3D de estas ecuaciones para cada uno

de los IGBTs analizados se concluye que las tecnologías NPT y TS logran las pérdidas más bajas,

tomando en cuenta todo el rango de frecuencias y ciclos de trabajo considerados en la figura. Se

observa claramente que la tecnología TS representa un mejor compromiso entre las pérdidas por

conducción y por conmutación a frecuencias más bajas que el NPT-IGBT. Esto coincide con el

objetivo de optimización de esta estructura para tensiones de saturación mínimos, que se ha obser-

vado ya en las pruebas de conducción.

Para facilitar la selección del dispositivo adecuado en función de la frecuencia de conmuta-

ción para una cierta topología y un cierto ciclo de trabajo, se representan los mismos resultados en

gráficas 2D y con las tres tecnologías juntas (Figura 5.7). De esta manera, el usuario puede ver di-

rectamente en que rango de frecuencias es más conveniente utilizar un IGBT que otro, teniendo en

cuenta que los tres dispositivos tienen las mismas capacidades de corriente y tensión. Además, el

usuario está en la posibilidad de estimar con más precisión la eficiencia de su aplicación, conside-

rando según los valores nominales de los IGBTs analizados una potencia de 25 A x 600 V = 1.5

kW. En la Figura 5.7 se observa que los cruces de las rectas para cada dispositivo forman un trían-

gulo, indicando los límites de frecuencia. Este triángulo se mueve hacía frecuencias más elevadas,

entre más grande es el ciclo de trabajo y el nivel promedio de corriente.



2 4 6 8 10 12 14 16 18 200

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

modo constante, D=0.1

Frecuencia [kHz]

Pér

dida

s to

tale

s [W

]

0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 5

0

5

10

15

20

25

modo continuo, D=0.1

Frecuencia [kHz]

Pér

dida

s to

tale

s [W

]

0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 5

0

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

modo discontinuo, D=0.1

Frecuencia [kHz]

Pér

dida

s to

tale

s [W

]

2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100


Frecuencia [kHz]

Pér

dida

s to

tale

s [W

]

2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100


Frecuencia [kHz]

Pér

dida

s to

tale

s [W

]

5 10 15 20 25 30 35 40 45 50

0

20

40

60

80

100

120

140

160

180

200


Frecuencia [kHz]

Pér

dida

s to

tale

s [W

]

5 10 15 20 25 30 35 40 45 500

20

40

60

80

100

120

140

160

180

200


Frecuencia [kHz]

Péd

ida

tota

l [W

]

Figura 5.7. Comparación de las pérdidas totales en los dispositivos PT-, NPT- y TS-IGBT para

diferentes modos de conducción de corriente y ciclos de trabajo (D = 0.1, 0.5, 0.9)



Para poder interpretar mejor la Figura 5.7, se resume la información de las frecuencias de

cruce en la Tabla 5.1, indicando los límites de la frecuencia de operación óptima de cada dispositi-

vo. La tendencia que se observa está de acorde con los objetivos ya conocidos de optimización de

cada estructura. Los valores numéricos, sin embargo, son muy útiles para el usuario, ya que le pro-

porcionan información cuantitativa acerca del rango en el cual puede obtener un diseño óptimo con

cada uno de los IGBTs.

Es evidente que la tecnología PT ya está obsoleta para dispositivos de 1200 V o con un nú-

mero de aplicaciones relativamente restringido, ya que las frecuencias en donde se logra su mejor

aprovechamiento en comparación con los otros dos componentes están muy debajo de 1 kHz, donde

los interruptores de tipo tiristor tienen más bajas pérdidas. Por otro lado, el NPT-IGBT sigue siendo

la estructura más apropiada para altas frecuencias de operación, aunque dependiendo de la aplica-

ción, el límite ya puede ser demasiado alto para obtener una eficiencia razonable. Se observa que la

nueva tecnología TS logra un muy buen compromiso entre las dos tecnologías tradicionales, siendo

la mejor opción para un rango amplio de frecuencia de operación.

Tabla 5.1. Límites de la frecuencia de operación óptima de cada dispositivo para diferentes modos de conducción y ciclos de trabajo

Modo constante Modo continuo Modo discontinuo D

Tipo

IGBT fmin fmax fmin fmax fmin fmax

PT – 100 Hz – 50 Hz – 40 Hz TS 100 Hz 5.8 kHz 50 Hz 2.1 kHz 40 Hz 1.9 kHz 0.1

NPT 5.8 kHz – 2.1 kHz – 1.9 kHz – PT – 400 Hz – 200 Hz – 100 Hz TS 400 Hz 29 kHz 200 Hz 10.4 kHz 100 Hz 9.7 kHz 0.5

NPT 29 kHz – 10.4 kHz – 9.7 kHz – PT – 800 Hz – 300 Hz – 200 Hz TS 800 Hz 52 kHz 300 Hz 18.6 kHz 200 Hz 17.5 kHz0.9

NPT 52 kHz – 18.6 kHz – 17.5 kHz –

91

CCaappííttuulloo 66 CCoonncclluussiioonneess yy ttrraa--

bbaajjooss ffuuttuurrooss

6.1 Resumen

Este trabajo reporta los resultados de la caracterización detallada de IGBTs de tipo Punch-

Throuh (PT), Non-Punch-Through (NPT) y Trench-Top (TS) de diferentes fabricantes en conmuta-

ción dura y conducción, así como el análisis de las pérdidas totales en base a los datos experimenta-

les obtenidos.

Se presentó el planteamiento del problema que aborda el trabajo de tesis, así como la justifi-

cación, los objetivos y los alcances. Se mencionó la importancia de estudiar el transistor bipolar de

compuerta aislada (IGBT). Se definieron los conceptos y las características más importantes y se

describieron las diferentes estructuras de IGBTs.

Se presentaron en forma general los métodos para la caracterización de dispositivos semicon-

ductores. Se describió la metodología abordada en este trabajo, la cual se basa en el método experi-

mental.

Se describió a detalle el banco de pruebas implementado para la caracterización de nuevas es-

tructuras de IGBTs. Se presentó el esquema general con la descripción de todos los elementos que

integran el banco. Se explicaron los problemas de medición y la manera de solucionarlos, así como

los métodos de calibración y adquisición de datos utilizados.

Se describió el circuito de prueba utilizado para la caracterización de los IGBTs en conmuta-

ción dura, su funcionamiento y diseño. Se presentaron los dispositivos seleccionados para ser carac-

terizados en este trabajo y los análisis en simulación, con base en los cuales se determinó el proto-

colo de mediciones, es decir la definición de variación de parámetros. Para las mediciones en con-

mutación dura se variaron: la corriente de conducción IC, la tensión de alimentación VO, la tensión

de compuerta Vgg, la inductancia parásita de cableado LC y la temperatura de unión Tj. Se mostraron

los resultados experimentales en conmutación dura al encendido y al apagado para los tres disposi-

tivos seleccionados en términos de las energías disipadas y se explicó el comportamiento de los

IGBTs para cada variación de parámetro.



Se describió el circuito de prueba utilizado para la caracterización de los IGBTs en conduc-

ción, su funcionamiento y diseño. Los dispositivos seleccionados para ser caracterizados en con-

ducción son los mismos que los del capítulo anterior. Con base en sus características se determinó

el protocolo de mediciones, es decir la definición de variación de parámetros. Para las mediciones

en conducción se variaron la tensión de compuerta Vgg, la corriente de conducción IC y la temperatu-

ra de unión Tj. Se mostraron los resultados experimentales en conducción para los tres dispositivos

seleccionados en términos de la tensión de saturación VCE(sat) y se explicó el comportamiento de los

IGBTs para cada variación de parámetro.

Se desarrolló el procedimiento para calcular las pérdidas totales generadas con los tres dispo-

sitivos caracterizados en un convertidor, tomando en cuenta los diferentes modos de corriente

(constante, continuo y discontinuo) que se pueden presentar en la topología, así como la frecuencia

de operación y el ciclo de trabajo de la aplicación e incluyendo la influencia de la variación de co-

rriente debida a la forma de onda en cada modo. Las fórmulas de cálculo utilizan las expresiones

analíticas obtenidas por interpolación de las mediciones realizadas en la caracterización. Por lo tan-

to, se pueden evaluar las pérdidas totales solamente ante variaciones de la corriente de conducción,

quedando los otros parámetros en sus valores nominales (tensión de alimentación, resistencia de

compuerta, tensión de compuerta, inductancia parásita y temperatura de unión).

6.2 Conclusiones

En este trabajo se calculan las pérdidas instantáneas y las energías de conmutación en el en-

cendido y en el apagado del dispositivo. Estos valores permiten una comparación directa del des-

empeño dinámico de los diferentes IGBTs caracterizados. Con las energías en conmutación y con

las tensiones de saturación medidas directamente durante la conmutación se pueden calcular poste-

riormente las pérdidas totales en función del ciclo de trabajo y la frecuencia de operación. Este aná-

lisis le permite al usuario tener información acerca del desempeño global de cada dispositivo para

una aplicación particular.

Los resultados experimentales obtenidos en las pruebas de conmutación dura de los tres

IGBTs analizados demuestran que las energías en encendido y en apagado tienen la tendencia espe-

rada teóricamente ante la variación de los parámetros seleccionados. Existen, sin embargo, diferen-

cias en el nivel de impacto que puede tener la variación de un parámetro en cada uno de los disposi-

tivos, perteneciendo estos a tecnologías de fabricación distintas.

El efecto de la tecnología se observa con más claridad en la variación de la tensión de alimen-

tación, donde en los IGBTs que cuentan con una capa adicional n+ (capa buffer en el caso del PT y



capa Field-Stop en el caso del TS), la cola de apagado disminuye drásticamente cuando el nivel de

la tensión de alimentación es suficiente para que el campo eléctrico se expanda hasta el límite de la

capa n- (o base). Este fenómeno ayuda a reducir las pérdidas en el apagado al operar el dispositivo a

tensiones cercanas a su valor nominal.

También en el caso de la variación de temperatura es evidente que los IGBTs de tipo NPT y

TS tienen un comportamiento distinto al del PT-IGBT. Mientras que los primeros tienen un tiempo

de vida muy elevado en la capa n- y no se ven fuertemente afectados por el fenómeno térmico, el

dispositivo PT es muy sensible ante variaciones de la temperatura, ya que su comportamiento diná-

mico se determina en gran parte por el bajo nivel de tiempo de vida en la base.

De manera general, la comparación de los tres dispositivos analizados muestra que los IGBTs

de tipo NPT y TS tienen pérdidas en conmutación similares, siendo las del TS ligeramente más

elevadas en el apagado, mientras que el PT-IGBT presenta las menores pérdidas en el encendido,

pero pérdidas sumamente elevada en el apagado, dado que es un dispositivo optimizado para bajas

frecuencias. Esto resulta directamente de las características de cada tecnología, que han sido utiliza-

das para optimizarlas con objetivos diferentes. Lo que destaca es que aunque la tecnología Field-

Stop ha sido optimizada para bajas tensiones de saturación (bajas pérdidas en conducción), tiene

pérdidas en conmutación similares a un NPT, optimizado para altas frecuencias.

Los resultados experimentales obtenidos en las pruebas de conducción de los tres IGBTs ana-

lizados demuestran que las tensiones de saturación tienen la tendencia esperada teóricamente ante la

variación de la temperatura y el voltaje de compuerta. Existen, sin embargo, diferencias en el nivel

de impacto que puede tener la variación de un parámetro en cada uno de los dispositivos, pertene-

ciendo estos a tecnologías de fabricación distintas.

El efecto de la tecnología se observa con claridad tanto ante variaciones de la temperatura

como del voltaje de compuerta. Los dispositivos de tecnología NPT y TS tienen comportamientos

similares que dependen fuertemente de los parámetros variados, mientras que para el PT-IGBT la

influencia de estos parámetros en la conducción del dispositivo es poco significante. Estas diferen-

cias tienen que ver con la estructura de compuerta, el grosor de la capa n-, el nivel del tiempo de

vida y la eficiencia del emisor interno de cada estructura.

De manera general, la comparación de los tres dispositivos analizados muestra que el IGBT

de tipo NPT tiene las más altas tensiones de saturación y el IGBT de tipo PT las más bajas, puesto

que cada tecnología ha sido optimizada con objetivos diferentes. El TS-IGBT tiene valores de

VCE(sat) intermedios entre el NPT y el PT, pero más cercanos al PT.



De la representación gráfica de las ecuaciones para el cálculo de las pérdidas totales en fun-

ción del ciclo de trabajo y de la frecuencia de conmutación para los diferentes modos de conducción

para cada uno de los IGBTs analizados se concluye que las tecnologías NPT y TS logran las pérdi-

das más bajas, tomando en cuenta todo el rango de frecuencias y ciclos de trabajo considerados. Se

observa claramente que la tecnología TS representa un mejor compromiso entre las pérdidas por

conducción y por conmutación a frecuencias más bajas que el NPT-IGBT. Esto coincide con el

objetivo de optimización de esta estructura para tensiones de saturación mínimos, que se ha obser-

vado ya en las pruebas de conducción.

De la representación gráfica en 2D de las pérdidas, el usuario puede leer directamente en que

rango de frecuencias es más conveniente utilizar un IGBT que otro, teniendo en cuenta que los tres

dispositivos tienen las mismas capacidades de corriente y tensión, es decir puede conocer los límites

de la frecuencia de operación óptima de cada dispositivo. Además, el usuario está en la posibilidad

de estimar con más precisión la eficiencia de su aplicación. La tendencia que se observa está de

acorde con los objetivos ya conocidos de optimización de cada estructura. Los valores numéricos,

sin embargo, son muy útiles para el usuario, ya que le proporcionan información cuantitativa acerca

del rango en el cual puede obtener un diseño óptimo con cada uno de los IGBTs.

Es evidente que la tecnología PT ya está obsoleta para dispositivos de 1200 V o con un nú-

mero de aplicaciones relativamente restringido, ya que tiene mejor desempeño global solo para

frecuencias muy debajo de 1 kHz, donde los interruptores de tipo tiristor tienen más bajas pérdidas.

Dado que la tecnología NPT es intrínsicamente más apropiada para bajas pérdidas en el apagado,

los IGBTs de tipo PT que salen al mercado se optimizan para bajas pérdidas en conducción y apli-

caciones de baja frecuencia. La comparación muestra también que el NPT-IGBT sigue siendo la

estructura más apropiada para altas frecuencias de operación, aunque dependiendo de la aplicación,

el límite ya puede ser demasiado alto para obtener una eficiencia razonable. Se observa que la nueva

tecnología TS logra un muy buen compromiso entre las dos tecnologías tradicionales, siendo la

mejor opción para un rango amplio de frecuencia de operación.



6.3 Trabajos futuros

Considerando los resultados y las conclusiones reportados en este documento de tesis, se re-

comiendan los siguientes trabajos futuros que permitirán incrementar los alcances y completar los

datos obtenidos en el presente trabajo:

• Ampliar la caracterización experimental a IGBTs de otros fabricantes y/o otros rangos de

tensión, p.e. de 600V.

• Ampliar la caracterización experimental en conmutación dura realizando todas las medi-

ciones con variación de corriente y tensión a diferentes temperaturas de unión, resistencias

de compuerta e inductancias parasitas (en el presente trabajo estas variaciones se hicieron

solamente a los valores nominales de los otros parámetros).

• Realizar una caracterización experimental con variación de parámetros para los diferentes

tipos de corto circuito con el fin de analizar la robustez de cada una de las tecnologías de

IGBTs.

• Realizar una caracterización experimental con variación de parámetros para las conmuta-

ciones suaves a cero voltaje (ZVS) y cero corriente (ZCS), con el fin de analizar las venta-

jas de cada una de las tecnologías de IGBTs en estas condiciones de operación.

• Automatizar el banco de pruebas de caracterización a través de un control por PC:

- de la configuración de las condiciones de las pruebas experimentales (control

de fuentes, elementos pasivos, impulsores, osciloscopio, etc.)

- de la adquisición de datos

- del procesamiento de los datos en tablas y gráficas predeterminados



Referencias

[1] Sarada Y., Matzubagashi S., "New Second-Generation IGBT" Memorias de la conferencia

PCIM, 1990, pp 107-116.

[2] Nakagomi Y.,Otani T., "The Third-Generation IGBT and its Model for Circuits Simula-

tions", Memorias de la conferencia PCIM, Nûrenberg, 1993, pp. 223-227.

[3] Murakami K., Iwano Y., Mase. K., "1700V 180 A Half Bridge IGBT Module Utilizing

Optimized Life Time Control and High Voltage Planar Structure" Memorias de la con-

ferencia, Junio 1993, pp. 228-237.

[4] Baliga J., "Evolution of MOS-Bipolar Power Semiconductors Technology", Memorias de

la conferencia IEEE , vol 76, 1998, pp 409-418.

[5] Miller G., Sack J., "A New Concept of a Punch-Through IGBT with MOSFET Like

Switching Characteristics", Memorias de la conferencia PESC’89, 1998, pp 21-25.

[6] Najera P. "Rectificador conmutado con corrección del factor de potencia y conmutación sua-

ve cero tipo cuasirresonante a corriente cero" Tesis maestria CENIDET cuernavaca, morelos

Mexico 1997.

[7] Aguayo J., “Análisis Comparativo de Transistores IGBT tipo PT y NPT en Diferentes

Modos de Conmutación”, Tesis de Maestría, CENIDET, Cuernavaca, México, 2000.

[8] Segui S., Gimeno Fco., Sánchez C., Orts S.,”Electrónica de Potencia”, Alfaomega, Univer-

sidad de Valencia, 2004.

[9] Claudio A., Cotorogea M., "Caracterización y Modelado de Dispositivos Semi-coductores

de Potencia", PASIDE, Cuernavaca, 1998.

[10] Schulze, H., Schaeffer, C., Biermann, J., Pfaffenlehner, M., “New 3300V Chip Generation

with a Trench IGBT and an Optimized Fiel Stop Concept with Smooth Switching Be-

havior”, Memorias de la conferencia ISPSD, 2003, p. 107-110.



[11] Laska, T., Munzer, M., Pfirsch, F., Schaeffer, C., Schmidt, T., “The Field Stop IGBT (FS

IGBT) a New Power Device Concept with a Great Improvement Potential”, Memorias

de la conferencia ISPSD, 2000, p. 355-358.

[12] Laska, T., Lorenz, L., Mauder, A., “The Field Stop IGBT Concept with an Optimized

Diode”, Memorias de la conferencia PCIM, 2000, p.15-22.

[13] Ruething, H., Umbach, F., Hellmund, O., Kanschat, P., Schmidt, G., “600V-IGBT3: Trench

Field Stop Technology in 70µm Ultra Thin Wafer Technology”, Memorias de la confer-

encia ISPSD, 2003, p.

[14] Laska, T., Miller, G., Pfaffenlehner, M., Türkes, P., Berger, D., Gutsmann, B., Kanschat, P.

Münzer, M., “Short Circuit Properties of Trench-/Field-Stop-IGBTs – Design Aspects

for a Superior Robustness” Memorias de la conferencia ISPSD, 2003, p. 1-4.

[15] Iwamoto H., Kondo H., Mori S., Donlon J., Kawakami A., “An Investigation of Turn-off

Performance of Planar and Trench-Gate IGBTs under Soft and Hard Switching”,

Memorias de la conferencia IAS, 2000, p. 1-6.

[16] Mallwitz R., Tschirbs R., Pfaffenlehner M., Mauder A., Schaeffer C., “1700V Trench IGBT

Modules”, Memorias de la conferencia PCIM, 2001, p. 1-6.

[17] Kang, X., Caiafa A., Santi E., Hudgins J., Palmer R., “Characterization and Modeling of

High-Voltage Field-Stop IGBTs”, IEEE Trans. Industry Applications, vol. IA-39/4, p. 922-

928, 2003.

[18] Helsper M., Fuchs F.W., Munzer M., ”Analysis and Comparison of Planar-and Trench-

IGBT Modules Under ZVS and ZCS Switching Conditions”, Memorias de la conferencia

PESC, 2002, p. 2-6.

[19] Kraus R., Redding M., Hoffmann K., "The Short-Circuit Behaviour of IGBTs Based on

Different Technologies", Memorias de la conferencia, EPE, 1995, p. 1_157-1_160.

[20] Azzopardi S., Jamet C., Vinassa J.-M., Zardini C., "Switching Performances Comparison

of 1200V Punch-Through and Punch-Through IGBTs under Hard-Switching at High

Temperature", Memorias de la conferencia IEEE PESC, 1998, p. 1201-1207.



[21] Azzopardi S., "Dynamics Behaviour of Punch-Through IGBT in Hard-Switching Con-

vertes at High Temperature", Memorias de la conferencia EPE,1997, vol 4, p. 1-7.

[22] Duong S., Raêl S., Schaeffer C., "Short Circuit Behaviour for PT and NPT IGBT Devices

Protection against Explosion of the Case by Fuse", Memorias de la conferencia EPE,

1995, p. 1_249-1_254.

[23] Lafore D., Claudio A., Clavier E., "How to evaluate IGBT characteristics in operating

conditions",PCIM93, Nuremberg, 1993.

[24] Claudio A., "Étude Comportementales des IGBT dans les Drivers Models de

Commutation" Tesis doctoral, Institut National Polytechnique de Grenoble. Francia, 1992.

[25] Cauffet G., "Optimisation D'une Chaine Des Mesures Électriques Pour l'électronique de

Puissance" Tesis Doctoral, INP de Grenoble. Francia 1992

[26] www.infineon.com

[27] www.fairchildsemi.com

[28] www.irf.co

99

ANEXO I - Hojas de datos

Resumen

En el siguiente apéndice se presentan la hojas de datos del IKW25T120( Infineon Technolo-

gies), HGTG11N120CN (Fairchild) y IRG4PH50S( International Rectifier).

Anexo I: Hoja de datos de los fabricantes


111

ANEXO II - Programa en MATLAB

Resumen

Para poder presentar gráficamente las curvas obtenidas del análisis de resultados en base a

las mediciones experimentales del banco de pruebas, se realizaron varios programas en MATLAB

que se presentan a continuación.



I-Explicación general de los programas

Los programas presentados en esta sección procesan los datos medidos con el osci-loscopio

(transitorios de corriente y tensión) y grafican las figuras correspondientes que han sido selecciona-

das para representar los resultados obtenidos en este trabajo.

Solamente el primer paso de este procedimiento no se realiza automáticamente, ya que los ar-

chivos generados por el osciloscopio se tienen que renombrar y guardar ma-nualmente en carpetas

clasificadas según el tipo de medición.

El programa desarrollado abre los archivos del osciloscopio con una extensión *.CSV y eli-

mina la primera línea que contiene la etiqueta que indica el contenido de la columna (por ejemplo

TIME, CH1, CH2 y CH3). Estas etiquetas no deben estar en los archivos para no provocar un error

al momento de almacenar los datos. Una vez eliminadas las etiquetas, se guardan los archivos modi-

ficados con un nuevo nombre y con extensión *.TXT. Posteriormente se cargan los datos en MA-

TLAB para graficar los transitorios de corriente y ten-sión (en el caso de las mediciones de conmu-

taciones) y la tensión de saturación en función de la corriente de colector (en el caso de las medi-

ciones en conducción).

En el caso de las mediciones en conmutación dura se desarrolló una subrutina que genera

cuatro gráficas para cada variación de parámetro: (1) transitorio de tensión, (2) transitorio de co-

rriente, (3) potencia instantánea calculada y (4) energía de conmutación calculada. El encendido y el

apagado se representan en gráficas separadas. Cada una de las gráficas contiene varias curvas co-

rrespondientes a los diferentes valores del parámetro variado.

Otro programa se encarga de graficar la tensión de saturación medida en las pruebas de con-

ducción.

Para el cálculo de las pérdidas totales, se programó una subrutina que realiza la in-terpolación

de los puntos medidos, obteniendo de esta manera funciones analíticas de las energías en el encen-

dido y en el apagado en función de los parámetros variados.

El último programa realiza el cálculo de las pérdidas totales en función de la frecuen-cia de

conmutación y del ciclo de trabajo para tres modos de conducción de la corriente: constante, conti-

nuo y discontinuo. Los resultados se representan en gráficas 3D para las condiciones nominales de

operación de cada dispositivo en cuanto a la resistencia de com-puerta Rg, la tensión de alimenta-

ción Vo, la inductancia de cableado Lc, la tensión de compuerta Vgg y la temperatura de unión Tj.

La única variación de parámetros que viene implícita en el cálculo de las pérdidas totales, el la de la

Anexo II: Programa en matlab


corriente de colector, puesto que de ella depende la tensión de saturación del dispositivo en conduc-

ción.

Cada programa tiene subrutinas que son llamados por el programa principal. A con-tinuación

se presenta el código de los diferentes programas y subrutinas.

II-Programa principal para cálculo de las energías de conmutación y su representación

gráfica en 2D

EJECUTABLE.M

run C:\MATLAB6p5\work\faerchild\faerchild_Io_on_off.m;

F11= [E1 E2 E3 E4 E5 E6 E7 E8 E9 E10 E11 E12]

run C:\MATLAB6p5\work\faerchild\faerchild_Vo_on_off.m;

F22=[E1 E2 E3 E4 E5 E6 E7 E8]

run C:\MATLAB6p5\work\faerchild\faerchild_Lc_on_off.m;

F33=[E1 E2 E3 E4 E5 E6]

run C:\MATLAB6p5\work\faerchild\faerchild_Vgg_on_off.m;

F44=[E1 E2 E3 E4 E5 E6]

run C:\MATLAB6p5\work\faerchild\faerchild_Rg_on_off.m;

F55=[E1 E2 E3 E4 E5 E6 E7 E8 E9 E10]

run C:\MATLAB6p5\work\faerchild\faerchild_Tj_on_off.m;

F66=[E1 E2 E3 E4 E5 E6 E7 E8]

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

run C:\MATLAB6p5\work\infineon\infineon_Io_on_off.m;

I11=[E1 E2 E3 E4 E5 E6 E7 E8 E9 E10 E11 E12]

run C:\MATLAB6p5\work\infineon\infineon_Vo_on_off.m;

I22=[E1 E2 E3 E4 E5 E6 E7 E8]

run C:\MATLAB6p5\work\infineon\infineon_Lc_on_off.m;

I33=[E1 E2 E3 E4 E5 E6]

run C:\MATLAB6p5\work\infineon\infineon_Vgg_on_off.m;

I44=[E1 E2 E3 E4 E5 E6]

run C:\MATLAB6p5\work\infineon\infineon_Rg_on_off.m;

I55=[E1 E2 E3 E4 E5 E6 E7 E8 E9 E10]

run C:\MATLAB6p5\work\infineon\infineon_Tj_on_off.m;

I66=[E1 E2 E3 E4 E5 E6 E7 E8]

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

run C:\MATLAB6p5\work\rectifier\rectifier_Io_on_off.m;

R11=[E1 E2 E3 E4 E5 E6 E7 E8 E9 E10 E11 E12]

run C:\MATLAB6p5\work\rectifier\rectifier_Vo_on_off.m;

R22=[E1 E2 E3 E4 E5 E6 E7 E8]



run C:\MATLAB6p5\work\rectifier\rectifier_Lc_on_off.m;

R33=[E1 E2 E3 E4 E5 E6]

run C:\MATLAB6p5\work\rectifier\rectifier_Vgg_on_off.m;

R44=[E1 E2 E3 E4 E5 E6]

run C:\MATLAB6p5\work\rectifier\rectifier_Rg_on_off.m;

R55=[E1 E2 E3 E4 E5 E6 E7 E8 E9 E10]

run C:\MATLAB6p5\work\rectifier\rectifier_Tj_on_off.m;

R66=[E1 E2 E3 E4 E5 E6 E7 E8]

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

saveas(4,'C:\MATLAB6p5\work\figuras\Io_on.emf');

saveas(5,'C:\MATLAB6p5\work\figuras\Lc_on.emf');

saveas(6,'C:\MATLAB6p5\work\figuras\Rg_on.emf');

saveas(7,'C:\MATLAB6p5\work\figuras\Tj_on.emf');

saveas(8,'C:\MATLAB6p5\work\figuras\Vgg_on.emf');

saveas(9,'C:\MATLAB6p5\work\figuras\Vo_on.emf');

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

saveas(10,'C:\MATLAB6p5\work\figuras\Io_off.emf');

saveas(11,'C:\MATLAB6p5\work\figuras\Lc_off.emf');

saveas(12,'C:\MATLAB6p5\work\figuras\Rg_off.emf');

saveas(13,'C:\MATLAB6p5\work\figuras\Tj_off.emf');

saveas(14,'C:\MATLAB6p5\work\figuras\Vgg_off.emf');

saveas(15,'C:\MATLAB6p5\work\figuras\Vo_off.emf');

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

saveas(4,'C:\MATLAB6p5\work\figuras\Io_on.fig');

saveas(5,'C:\MATLAB6p5\work\figuras\Lc_on.fig');

saveas(6,'C:\MATLAB6p5\work\figuras\Rg_on.fig');

saveas(7,'C:\MATLAB6p5\work\figuras\Tj_on.fig');

saveas(8,'C:\MATLAB6p5\work\figuras\Vgg_on.fig');

saveas(9,'C:\MATLAB6p5\work\figuras\Vo_on.fig');

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

saveas(10,'C:\MATLAB6p5\work\figuras\Io_off.fig');

saveas(11,'C:\MATLAB6p5\work\figuras\Lc_off.fig');

saveas(12,'C:\MATLAB6p5\work\figuras\Rg_off.fig');

saveas(13,'C:\MATLAB6p5\work\figuras\Tj_off.fig');

saveas(14,'C:\MATLAB6p5\work\figuras\Vgg_off.fig');

saveas(15,'C:\MATLAB6p5\work\figuras\Vo_off.fig');

close all;

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

III-Subrutina para graficar los datos del IGBT IKW25T120



INFINEON_IO_ON_OFF.M

Figure (1);

Copyfile ( 'C:\MATLAB6p5\work\infineon\Io\15A\on.csv','C:\MATLAB6p5\work\infineon\Io\15A\on.txt' );




copyfile( 'C:\MATLAB6p5\work\infineon\Io\50A\on.csv','C:\MATLAB6p5\work\infineon\Io\50A\on.txt' );

copyfile( 'C:\MATLAB6p5\work\infineon\Io\55A\on.csv','C:\MATLAB6p5\work\infineon\Io\55A\on.txt' );

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

fid=fopen('C:\MATLAB6p5\work\infineon\Io\15A\on.txt','rt+');

fseek(fid,0,-1);

fprintf(fid,' ');

fclose(fid);

load C:\MATLAB6p5\work\infineon\Io\15A\on.txt;

data=on;

run C:\MATLAB6p5\work\on_500;

plot((T*t)/1e-6,(e.*t)/1e-3,'k','linewidth',tamlineE,'markersize',marcas);

V1=voltaje;

C1=corriente;

E1=energiaon;


fseek(fid,0,-1);

fprintf(fid,' ');

fclose(fid);


data=on;


V2=voltaje;

C2=corriente;

E2=energiaon;


fseek(fid,0,-1);

fprintf(fid,' ');

fclose(fid);


data=on;


V3=voltaje;

C3=corriente;



E3=energiaon;


fseek(fid,0,-1);

fprintf(fid,' ');

fclose(fid);


data=on;


V4=voltaje;

C4=corriente;

E4=energiaon;


fseek(fid,0,-1);

fprintf(fid,' ');

fclose(fid);


data=on;


V5=voltaje;

C5=corriente;

E5=energiaon;


fseek(fid,0,-1);

fprintf(fid,' ');

fclose(fid);


data=on;


V6=voltaje;

C6=corriente;

E6=energiaon;

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

plot((T*t)/1e-6,(e.*t)/1e-3,'r','linewidth',tamlineE,'markersize',marcas);

figure(3);

vector=[E1,E2,E3,E4,E5,E6];

x=[15 25 35 45 50 55 ];

plot(x,vector/1e-3,'bo-','linewidth',tamline,'markersize',marcas);

hold on;

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

figure(4);



plot(x,vector/1e-3,'bo-','linewidth',tamline,'markersize',marcas);

xlabel('Ic [A]','fontsize',tamtext);

ylabel('Eon [mJ]','fontsize',tamtext);

title('Energia: Infineon[O], Faerchild[X], International[+]','fontsize',tamtext);

grid on;

hold on;

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

figure(2);

copyfile( 'C:\MATLAB6p5\work\infineon\Io\15A\off.csv','C:\MATLAB6p5\work\infineon\Io\15A\off.txt' );






%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

fid=fopen('C:\MATLAB6p5\work\infineon\Io\15A\off.txt','rt+');

fseek(fid,0,-1);

fprintf(fid,' ');

fclose(fid);

load C:\MATLAB6p5\work\infineon\Io\15A\off.txt;

data=off;

run C:\MATLAB6p5\work\off_500;

plot((T*t)/1e-6,(e.*t)/1e-3,'k','linewidth',tamlineE,'markersize',marcas);

V7=voltaje;

C7=corriente;

E7=energiaoff;


fseek(fid,0,-1);

fprintf(fid,' ');

fclose(fid);


data=off;


V8=voltaje;

C8=corriente;

E8=energiaoff;


fseek(fid,0,-1);

fprintf(fid,' ');

fclose(fid);




data=off;

run C:\MATLAB6p5\work\off_500

V9=voltaje;

C9=corriente;

E9=energiaoff;


fseek(fid,0,-1);

fprintf(fid,' ');

fclose(fid);


data=off;


V10=voltaje;

C10=corriente;

E10=energiaoff;


fseek(fid,0,-1);

fprintf(fid,' ');

fclose(fid);


data=off;


V11=voltaje;

C11=corriente;

E11=energiaoff;


fseek(fid,0,-1);

fprintf(fid,' ');

fclose(fid);


data=off;


V12=voltaje;

C12=corriente;

E12=energiaoff;

plot((T*t)/1e-6,(e.*t)/1e-3,'r','linewidth',tamlineE,'markersize',marcas);

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

figure(3);

hold on;




plot(x,vector/1e-3,'mx-','linewidth',tamline,'markersize',marcas);

vector=[E1+E7,E2+E8,E3+E9,E4+E10,E5+E11,E6+E12];

plot(x,vector/1e-3,'r+-','linewidth',tamline,'markersize',marcas);


ylabel('E [mJ]','fontsize',tamtext);

title('Energia: ON[O], OFF[X], ON+OFF[+]','fontsize',tamtext);

grid on;

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

figure(10);

hold on;


plot(x,vector/1e-3,'mo-','linewidth',tamline,'markersize',marcas);


ylabel('Eoff [mJ]','fontsize',tamtext);

title('Energia: Infineon[O], Faerchild[X], International[+]','fontsize',tamtext);

grid on;

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

saveas(1,'C:\MATLAB6p5\work\infineon\figuras\Io_on.emf');

saveas(2,'C:\MATLAB6p5\work\infineon\figuras\Io_off.emf');

saveas(3,'C:\MATLAB6p5\work\infineon\figuras\energia_Io.emf');

saveas(1,'C:\MATLAB6p5\work\infineon\figuras\Io_on.fig');

saveas(2,'C:\MATLAB6p5\work\infineon\figuras\Io_off.fig');

saveas(3,'C:\MATLAB6p5\work\infineon\figuras\energia_Io.fig');

close (1);

close (2);

close (3);

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

IV-Subrutina para el cálculo de las energías de conmutación

COND_500.M

u=30; % resolución de promediado

tension=data(:,2);

corriente=data(:,3);

clear c,clear v;

v=tension;

c=corriente;

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

k=499; % promediador



for s=1:u

for n=1:k

m=(v(n+1,1) + v(n,1) );

mm=(c(n+1,1) + c(n,1) );

m=m/2;

mm=mm/2;

v(n+1,1)=m;

v(n,1)=m;

c(n+1,1)=mm;

c(n,1)=mm;

end

end

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

clear x;clear y; % acotamiento

set =1;

i=1;

for n=1:k

if c(n,1)>10

if set==1

x(i,1)=c(n,1);

y(i,1)=v(n,1);

i=i+1;

if c(n,1)>55

set=0;

end

end

else

end

end

corriente=x;

tension=y;

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

V-Subrutina para graficar los transitorios en el encendido

ON_500.M

tamline=2; % energias

tamlineE=1; % on-off

tamtext=13; % texto

marcas=10; % marcas



u=20; % resolucion de promediado

t=data(4,1)-data(3,1); % delta

T=0:499;%9999 % generacion del Vector Tiempo

p4=data(:,4); % compuerta

m4(1,1)=0;

k=10;%500

f=490;%9500

for n=1:k

m4(n+1,1)= (p4(n+f,1) + m4(n,1) );

end

d=m4(k,1)/10;%500

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

p=p4; % promediador

k=499;%9999

for s=1:u

for n=1:k

m=(p(n+1,1) + p(n,1) );

m=m/2;

p(n+1,1)=m;

p(n,1)=m;

end

end

p4=p;

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

subplot(221); % ventana 1 voltaje

hold on; % congelamiento

p2=data(:,2); % correcion de offset

k=10;%500

f=490;%9500

m2(1,1)=0;

for n=1:k

m2(n+1,1)= (p2(n+f,1) + m2(n,1));

end

d=m2(k,1)/10;

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

p=p2; % promediador

k=499;%9999

for s=1:u

for n=1:k

m=(p(n+1,1) + p(n,1) );



m=m/2;

p(n+1,1)=m;

p(n,1)=m;

end

end

p2=p-d; % corregido inicio

grid on;

plot((T*t)/1e-6,p2(:,1),'linewidth',tamlineE); % imprime en ventana 1 voltaje

xlabel('(1) t:0.5us/div','fontsize',tamtext);

ylabel('Vce [V]','fontsize',tamtext);

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

subplot(222); % ventana 2 corriente

hold on; % congelamiento conv(a,Num)

p3=data(:,3); % correccion de offset

m3(1,1)=0;

k=10;%500

for n=1:k

m3(n+1,1)= (p3(n,1) + m3(n,1) );

end

d=m3(k,1)/10;%/500

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%p=p3;

k=499;%9999

for s=1:u

for n=1:k

m=(p(n+1,1) + p(n,1) );

m=m/2;

p(n+1,1)=m;

p(n,1)=m;

end

end

p3=p-d; % offset corregido

grid on;

plot((T*t)/1e-6,p3,'linewidth',tamlineE); % imprime en ventana 2 corriente


ylabel('Ic [A]','fontsize',tamtext);

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

subplot(223); % ventana 3 potencia


p=p2.*p3; % multiplicación del voltaje y corriente

grid on;



plot((T*t)/1e-6,(p/1e3),'linewidth',tamlineE); % imprime en ventana 3 potencia


ylabel('Pon [KW]','fontsize',tamtext);

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

subplot(224); % ventana 4

k=499;%9999 % variable auxiliar para el ciclo FOR

e(k,1)=0; % inicialización a cero del vector

g=p3(499,1).*0.03; %g=p4(499,1).*0.10;

h=p2(1,1).*0.03; %h=p2(499,1).*0.05;

for n=1:k % integración

v=p3(n,1);% p4(n,1)

w=p2(n,1);

if v>=g

if w>=h

e(n+1,1)= (p(n,1) + e(n,1) );

else

e(n+1,1)=e(n,1);

end

else

e(n+1,1)=e(n,1);

end

end

m1=sum(p)*t; % imprime el ultimo valor

voltaje=p2(1,1);

corriente=p3(499,1);

energiaon=e(k,1).*t; % imprime el ultimo valor

hold on ; % congelamiento

grid on;

plot((T*t)/1e-6,(e.*t)/1e-3,'linewidth',tamlineE); % imprime grafica de la energía


ylabel('Eon [mJ]','fontsize',tamtext);

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

VI-Subrutina para graficar los transitorios en el apagado

OFF_500.M

tamline=2; % energía


tamtext=13; % texto

marcas=10; % marcas



u=20; % resolución de promediado

t=data(4,1)-data(3,1); % delta

T=0:499; % generación del Vector Tiempo

p4=data(:,4); % compuerta

m4(1,1)=0;

k=10;

for n=1:k

m4(n+1,1)= (p4(n,1) + m4(n,1) );

end

d=m4(k,1)/10;

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

p=p4; % promediador

k=499;

for s=1:u

for n=1:k

m=(p(n+1,1) + p(n,1) );

m=m/2;

p(n+1,1)=m;

p(n,1)=m;

end

end

p4=p;

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

subplot(221); % ventana 1 voltaje


p2=data(:,2);

m2(1,1)=0;

k=10;

for n=1:k

m2(n+1,1)= (p2(n,1) + m2(n,1) );

end

d=m2(k,1)/10;

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

p=p2; % promediador

k=499;

for s=1:u

for n=1:k

m=(p(n+1,1) + p(n,1) );

m=m/2;

p(n+1,1)=m;



p(n,1)=m;

end

end

p2=p-d;

grid on;

plot((T*t)/1e-6,p2,'linewidth',tamlineE); % imprime en ventana 1 voltaje

if t>5e-9

xlabel('(1) t:1us/div','fontsize',tamtext);

else


end

ylabel('Vce [V]','fontsize',tamtext);

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

subplot(222); % ventana 2 corriente


p3=data(:,3);

m3(1,1)=0;

k=15;

f=485;%9500

for n=1:k

m3(n+1,1)= (p3(n+f,1) + m3(n,1) );

end

d=m3(k,1)/15;

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

p=p3; % promediador

k=499;

for s=1:u

for n=1:k

m=(p(n+1,1) + p(n,1) );

m=m/2;

p(n+1,1)=m;

p(n,1)=m;

end

end

p3=p-d+0.2;

grid on;

plot((T*t)/1e-6,p3,'linewidth',tamlineE); % imprime en ventana 2 corriente

if t>5e-9


else




end

ylabel('Ic [A]','fontsize',tamtext);

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

subplot(223); % ventana 3 potencia


p=p2.*p3; % multiplicación del voltaje y corriente

grid on;

plot((T*t)/1e-6,(p/1e3),'linewidth',tamlineE); % imprime en ventana 3 potencia

if t>5e-9


else


end

ylabel('Poff [kW]','fontsize',tamtext);

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

subplot(224)% ventana 4

k=499; % variable auxiliar para el ciclo FOR

e(k,1)=0; % inicializacion a cero del vector

g=p2(499,1).*0.02;%g=p4(1,1).*0.90;

h=p3(1,1).*0.015;%h=p3(1,1).*0.01;

for n=1:k % integración

v=p2(n,1);%p4(n,1)

w=p3(n,1);

if v>=g %<=

if w>=h %>=

e(n+1,1)= (p(n,1) + e(n,1) );

else

e(n+1,1)=e(n,1);

end

else

e(n+1,1)=e(n,1);

end

end

m1=sum(p)*t; % imprime el ultimo valor

voltaje=p2(499,1);

corriente=p3(1,1);

energíaoff=e(k,1).*t; % imprime el ultimo valor


grid on;



plot((T*t)/1e-6,(e.*t)/1e-3,'linewidth',tamlineE); % imprime grafica de la energía

if t>5e-9


else


end

ylabel('Eoff [mJ]','fontsize',tamtext);

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

VII-Programa principal para el cálculo de las pérdidas en conducción y su representa-

ción gráfica en 2D

CONDUCCIÓN.M

tamline=3;% energia


tamtext=13; % texto

marcas=10; % marcas

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

figure(1); % temperatura de union

hold on;

run C:\MATLAB6p5\work\conduccion\fairchild\fairchild_Tj.m;

run C:\MATLAB6p5\work\conduccion\infineon\infineon_Tj.m;

run C:\MATLAB6p5\work\conduccion\rectifier\rectifier_Tj.m;

hold off;


ylabel('Vce(sat) [V]','fontsize',tamtext);

title('[Rojo] Fairchild, [Azul] Infineon, [Negro] I.Rectifier','fontsize',tamtext);

grid on;

axis([10 55 1 7]);

saveas(1,'C:\MATLAB6p5\work\conduccion\figuras\Tj.emf');

saveas(1,'C:\MATLAB6p5\work\conduccion\figuras\Tj.fig');

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

figure(2); % tension de compuerta

hold on;

run C:\MATLAB6p5\work\conduccion\fairchild\fairchild_Vgg.m;

run C:\MATLAB6p5\work\conduccion\infineon\infineon_Vgg.m;

run C:\MATLAB6p5\work\conduccion\rectifier\rectifier_Vgg.m;

hold off;


ylabel('Vce(sat) [V]','fontsize',tamtext);



title('[Rojo] Fairchild, [Azul] Infineon, [Negro] I.Rectifier','fontsize',tamtext);

grid on;

axis([10 55 1 5]);

saveas(2,'C:\MATLAB6p5\work\conduccion\figuras\Vgg.emf');

saveas(2,'C:\MATLAB6p5\work\conduccion\figuras\Vgg.fig');

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

VIII-Programa principal para graficar las pérdidas totales en 3D

TRESDIMEN.M

Ic=25;

N=25;

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

figure(1); % Fairchild

[D,F] = meshgrid([0.05:0.05:0.95],[1:0.5:2000]);

Econd=D.*Ic.*( (( -0.000049.*(D./F).^2 )) + (0.0125.*(D./F)) + 2.23 );

Econmu=F.*( (0.00000398.*(Ic.^3)) + (0.000246.*(Ic.^2)) + (0.14.*Ic) - 0.0566 );

Z=0.001.*(Econd+Econmu);

mesh(D,F,Z);

axis square;

title('Fairchild Modo Constante');

xlabel('D');

ylabel('Frecuencia [Hz]');

zlabel('Potencia total[W]');

axis([0 1 0 2000 0 N ]);

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

figure(2); % Infineon

[D,F] = meshgrid([0.05:0.05:0.95],[1:0.5:2000]);

Econd=D.*Ic.*( (( 0.00000719.*(D./F).^2 )) + (0.0252.*(D./F)) + 1.29 );

Econmu=F.*( (0.0000275.*(Ic.^3)) + (0.000743.*(Ic.^2)) + (0.151.*Ic) - 0.783 );


mesh(D,F,Z);

axis square;

title('Infineon Modo Constante');

xlabel('D');



axis([0 1 0 2000 0 N ]);

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

figure(3); % I.Rectifier



[D,F] = meshgrid([0.05:0.05:0.95],[1:0.5:2000]);

Econd=D.*Ic.*( (( -0.0000208.*(D./F).^2 )) + (0.0128.*(D./F)) + 1.35 );

Econmu=F.*( (0.509.*(Ic)) - (0.833) );


mesh(D,F,Z);

axis square;

title('I.Rectifier Modo Constante');

xlabel('D');



axis([0 1 0 2000 0 N ]);

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

IX-Subrutina para el cálculo de las pérdidas totales en modo de conducción constante

CONSTANTE.M

tamtext=12;

Ic=25;

N=160;

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

figure(1); %Fairchild

[D,F] = meshgrid([0:0.05:0.95],[0:10:10000]);

Econd=D.*( (-0.000049.*(Ic.^3)) + (0.0408.*(Ic.^2)) + (2.23.*Ic) );

Econmu=F.*( (0.00000398.*(Ic.^3)) + (0.000246.*(Ic.^2)) + (0.14.*Ic) - 0.0566 );

Z=(Econd+(0.001.*Econmu));

mesh(D,F,Z);

axis square;

title('Fairchild Modo Constante','fontsize',tamtext);

xlabel('D','fontsize',tamtext);

ylabel('Frecuencia [Hz]','fontsize',tamtext);

zlabel('Potencia total[W]','fontsize',tamtext);

axis([0 1 0 10000 0 N ]);

caxis([0 N])

colorbar

saveas(1,'C:\MATLAB6p5\work\tredee\constante\Fairchild.fig');

saveas(1,'C:\MATLAB6p5\work\tredee\constante\Fairchild.emf');

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

figure(2); %Infineon

[D,F] = meshgrid([0:0.05:0.95],[0:10:10000]);

Econd=D.*( (0.00000719.*(Ic.^3)) + (0.0252.*(Ic.^2)) + (1.29.*Ic) );



Econmu=F.*( (0.0000275.*(Ic.^3)) - (0.000743.*(Ic.^2)) + (0.151.*Ic) + 0.483 );


mesh(D,F,Z);

axis square;

title('Infineon Modo Constante','fontsize',tamtext);




axis([0 1 0 10000 0 N ]);

caxis([0 N])

colorbar

saveas(2,'C:\MATLAB6p5\work\tredee\constante\Infineon.fig');

saveas(2,'C:\MATLAB6p5\work\tredee\constante\Infineon.emf');

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

figure(3); %I.Rectifier

[D,F] = meshgrid([0:0.05:0.95],[0:10:10000]);

Econd=D.*( (-0.0000208.*(Ic.^3)) + (0.0128.*(Ic.^2)) + (1.35.*Ic) );

Econmu=F.*( (0.509.*Ic) - (0.833) );


mesh(D,F,Z);

axis square;

title('I.Rectifier Modo Constante','fontsize',tamtext);




axis([0 1 0 10000 0 N ]);

caxis([0 N])

colorbar

saveas(3,'C:\MATLAB6p5\work\tredee\constante\Rectifier.fig');

saveas(3,'C:\MATLAB6p5\work\tredee\constante\Rectifier.emf');

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

D.B Subrutina para el cálculo de las pérdidas totales en modo de conducción continuo

CONTINUO.M

tamtext=12;

Imax=25;

Imin=10;

W=Imax-Imin;

N=140;

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%




[D,F] = meshgrid([0:0.05:0.95],[0:10:10000]);

E1=((W.^3)./4) + ((2.*Imin.*W.^3)./3) + (W.*Imin.^2) + (Imin.^3);

E2=((W.^2)./3) + W + (Imin.^2);

E3=(W./2) + (Imin);

Econd=D.*( (-0.000049.*(E1)) + (0.0408.*(E2)) + (2.23.*(E3)) );

Econ=F.*( (0.00000428.*(Imin.^3)) + (0.000653.*(Imin.^2)) + (0.0731.*Imin) + 0.00071 );

Ecoff=F.*((-0.000000299.*(Imax.^3)) - (0.00047.*(Imax.^2)) + (0.0673.*Imax) - 0.0573 );

Econmu=Econ+Ecoff;


mesh(D,F,Z);

axis square;

title('Fairchild Modo Discontinuo','fontsize',tamtext);




axis([0 1 0 10000 0 N ]);

caxis([0 N])

colorbar

saveas(1,'C:\MATLAB6p5\work\tredee\continuo\Fairchild.fig');

saveas(1,'C:\MATLAB6p5\work\tredee\continuo\Fairchild.emf');

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%


[D,F] = meshgrid([0:0.05:0.95],[0:10:10000]);


E2=((W.^2)./3) + W + (Imin.^2);

E3=(W./2) + (Imin);

Econd=D.*( (0.00000719.*(E1)) + (0.0252.*(E2)) + (1.29.*(E3)) );

Econ=F.*( (0.0000139.*(Imin.^3)) + (0.000643.*(Imin.^2)) + (0.0432.*Imin) + 0.36 );

Ecoff=F.*((0.000041.*(Imax.^2)) + (0.0621.*(Imax)) + (0.548) );

Econmu=Econ+Ecoff;


mesh(D,F,Z);

axis square;

title('Infineon Modo Discontinuo','fontsize',tamtext);




axis([0 1 0 10000 0 N ]);

caxis([0 N])

colorbar



saveas(2,'C:\MATLAB6p5\work\tredee\continuo\Infineon.fig');

saveas(2,'C:\MATLAB6p5\work\tredee\continuo\Infineon.emf');

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%


[D,F] = meshgrid([0:0.05:0.95],[0:10:10000]);


E2=((W.^2)./3) + W + (Imin.^2);

E3=(W./2) + (Imin);

Econd=D.*( (-0.0000208.*(E1)) + (0.0128.*(E2)) + (1.35.*(E3)) );

Econ=F.*( (0.101.*Imin) - 0.551 );

Ecoff=F.*( (0.408.*Imax) - 0.282 );

Econmu=Econ+Ecoff;


mesh(D,F,Z);

axis square;

title('I.Rectifier Modo Discontinuo','fontsize',tamtext);




axis([0 1 0 10000 0 N ]);

caxis([0 N])

colorbar

saveas(3,'C:\MATLAB6p5\work\tredee\continuo\Rectifier.fig');

saveas(3,'C:\MATLAB6p5\work\tredee\continuo\Rectifier.emf');

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

X-Subrutina para el cálculo de las pérdidas totales en modo de conducción discontinuo

DISCONTINUO.M

tamtext=12;

Ip=25;

N=140;

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%


[D,F] = meshgrid([0:0.05:0.95],[0:10:10000]);

Econd=D.*( (-0.000049.*(Ip.^3)./4) + (0.0408.*(Ip.^2)./3) + (2.23.*(Ip./2)) );

Econmu=F.*( (-0.000000299.*(Ip.^3)) - (0.00047.*(Ip.^2)) + (0.0673.*Ip) - 0.0573 );


mesh(D,F,Z);

axis square;



title('Fairchild Modo Discontinuo','fontsize',tamtext);




axis([0 1 0 10000 0 N ]);

caxis([0 N])

colorbar

saveas(1,'C:\MATLAB6p5\work\tredee\discontinuo\Fairchild.fig');

saveas(1,'C:\MATLAB6p5\work\tredee\discontinuo\Fairchild.emf');

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%


[D,F] = meshgrid([0:0.05:0.95],[0:10:10000]);

Econd=D.*( (0.00000719.*(Ip.^3 )./4) + (0.0252.*(Ip.^2)./3) + ((1.29.*Ip)./2) );

Econmu=F.*( (0.000041.*(Ip.^2)) + (0.0621.*(Ip)) + (0.548) );


mesh(D,F,Z);

axis square;

title('Infineon Modo Discontinuo','fontsize',tamtext);




axis([0 1 0 10000 0 N ]);

caxis([0 N])

colorbar

saveas(2,'C:\MATLAB6p5\work\tredee\discontinuo\Infineon.fig');

saveas(2,'C:\MATLAB6p5\work\tredee\discontinuo\Infineon.emf');

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%


[D,F] = meshgrid([0:0.05:0.95],[0:10:10000]);

Econd=D.*( (-0.0000208.*(Ip.^3)./4) + (0.0128.*(Ip.^2)./3) + ((1.35.*Ip)./2) );

Econmu=F.*( (0.408.*(Ip)) - (0.282) );


mesh(D,F,Z);

axis square;

title('I.Rectifier Modo Discontinuo','fontsize',tamtext);




axis([0 1 0 10000 0 N ]);

caxis([0 N])



colorbar

saveas(3,'C:\MATLAB6p5\work\tredee\discontinuo\Rectifier.fig');

saveas(3,'C:\MATLAB6p5\work\tredee\discontinuo\Rectifier.emf');

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

135

ANEXO III - Gráficas

Resumen

Para poder presentar gráficamente las curvas obtenidas del análisis de resultados en base a

las mediciones experimentales del banco de pruebas.



Apéndice A. En la Figura A.1 se muestra la variación de parámetros del dispositivo de Infi-neonTechnologies (IKW25T120). Con las siguientes variaciones, IC, VO y Vgg.

Variación de IC (on) Variación de IC (off)

0 0.5 1 1.5 2-200

0

200

400

600

800

(1) t:0.5us/div

Vce

[V]

0 0.5 1 1.5 2-20

0

20

40

60

80

(2) t:0.5us/divIc

[A]

0 0.5 1 1.5 2-10

0

10

20

30

40

(3) t:0.5us/div

Pon

[KW

]

0 0.5 1 1.5 20

2

4

6

8

(4) t:0.5us/div

Eon

[mJ]

0 0.5 1 1.5 2-200

0

200

400

600

800

(1) t:0.5us/div

Vce

[V]

0 0.5 1 1.5 2-20

0

20

40

60

(2) t:0.5us/div

Ic [A

]

0 0.5 1 1.5 2-10

0

10

20

30

(3) t:0.5us/div

Pof

f [kW

]

0 0.5 1 1.5 20

1

2

3

4

5

(4) t:0.5us/div

Eof

f [m

J]

Variación de VO (on) Variación de VO (off)

0 0.5 1 1.5 2-200

0

200

400

600

800

1000

(1) t:0.5us/div

Vce

[V]

0 0.5 1 1.5 2-10

0

10

20

30

40

50

(2) t:0.5us/div

Ic [A

]

0 0.5 1 1.5 2-10

0

10

20

30

(3) t:0.5us/div

Pon

[KW

]

0 0.5 1 1.5 20

1

2

3

4

(4) t:0.5us/div

Eon

[mJ]

0 0.5 1 1.5 2-200

0

200

400

600

800

1000

(1) t:0.5us/div

Vce

[V]

0 0.5 1 1.5 2-10

0

10

20

30

(2) t:0.5us/div

Ic [A

]

0 0.5 1 1.5 2-5

0

5

10

15

20

(3) t:0.5us/div

Pof

f [kW

]

0 0.5 1 1.5 20

0.5

1

1.5

2

2.5

3

(4) t:0.5us/div

Eof

f [m

J]

Variación de Vgg (on) Variación de Vgg (off)

0 0.5 1 1.5 2-200

0

200

400

600

800

(1) t:0.5us/div

Vce

[V]

0 0.5 1 1.5 2-10

0

10

20

30

40

50

(2) t:0.5us/div

Ic [A

]

0 0.5 1 1.5 2-5

0

5

10

15

20

(3) t:0.5us/div

Pon

[KW

]

0 0.5 1 1.5 20

1

2

3

4

(4) t:0.5us/div

Eon

[mJ]

0 0.5 1 1.5 2-200

0

200

400

600

800

(1) t:0.5us/div

Vce

[V]

0 0.5 1 1.5 2-10

0

10

20

30

(2) t:0.5us/div

Ic [A

]

0 0.5 1 1.5 2-5

0

5

10

15

(3) t:0.5us/div

Pof

f [kW

]

0 0.5 1 1.5 20

0.5

1

1.5

2

2.5

(4) t:0.5us/div

Eof

f [m

J]

Figura A.1 Gráficas de variación de los parámetros al encendido y al apagado de (Infineon T.). Arriba: corriente de

colector. Centro: tensión de alimentación. Abajo: tensión de compuerta.


En la Figura A.2 se muestra la variación de parámetros del dispositivo de Infineon Technolo-gies,(IKW25T120). Con las siguientes variaciones, LC, Rg y Tj.

Variación de LC (on) Variación de LC (off)

0 0.5 1 1.5 2-200

0

200

400

600

800

(1) t:0.5us/div

Vce

[V]

0 0.5 1 1.5 2-10

0

10

20

30

40

50

(2) t:0.5us/div

Ic [A

]

0 0.5 1 1.5 2-5

0

5

10

15

20

(3) t:0.5us/div

Pon

[KW

]

0 0.5 1 1.5 20

0.5

1

1.5

2

2.5

(4) t:0.5us/div

Eon

[mJ]

0 0.5 1 1.5 2-200

0

200

400

600

800

(1) t:0.5us/div

Vce

[V]

0 0.5 1 1.5 2-10

0

10

20

30

(2) t:0.5us/div

Ic [A

]

0 0.5 1 1.5 2-5

0

5

10

15

(3) t:0.5us/div

Pof

f [kW

]

0 0.5 1 1.5 20

0.5

1

1.5

2

2.5

(4) t:0.5us/div

Eoff

[mJ]

Variación de Rg (on) Variación de Rg (off)

0 0.5 1 1.5 2-200

0

200

400

600

800

(1) t:0.5us/div

Vce

[V]

0 0.5 1 1.5 2-10

0

10

20

30

40

50

(2) t:0.5us/div

Ic [A

]

0 0.5 1 1.5 2-5

0

5

10

15

20

(3) t:0.5us/div

Pon

[KW

]

0 0.5 1 1.5 20

1

2

3

4

(4) t:0.5us/div

Eon

[mJ]

0 0.5 1 1.5 2-200

0

200

400

600

800

(1) t:0.5us/div

Vce

[V]

0 0.5 1 1.5 2-10

0

10

20

30

(2) t:0.5us/div

Ic [A

]

0 0.5 1 1.5 2-5

0

5

10

15

(3) t:0.5us/div

Poff

[kW

]

0 0.5 1 1.5 20

0.5

1

1.5

2

2.5

(4) t:0.5us/div

Eoff

[mJ]

Variación de Tj (on) Variación de Tj (off)

0 0.5 1 1.5 2-200

0

200

400

600

800

(1) t:0.5us/div

Vce

[V]

0 0.5 1 1.5 2-10

0

10

20

30

40

50

(2) t:0.5us/div

Ic [A

]

0 0.5 1 1.5 2-5

0

5

10

15

20

(3) t:0.5us/div

Pon

[KW

]

0 0.5 1 1.5 20

0.5

1

1.5

2

2.5

(4) t:0.5us/div

Eon

[mJ]

0 0.5 1 1.5 2-200

0

200

400

600

800

(1) t:0.5us/div

Vce

[V]

0 0.5 1 1.5 2-10

0

10

20

30

(2) t:0.5us/div

Ic [A

]

0 0.5 1 1.5 2-5

0

5

10

15

(3) t:0.5us/div

Poff

[kW

]

0 0.5 1 1.5 20

1

2

3

4

(4) t:0.5us/div

Eoff

[mJ]

Figura A. Gráficas de variación de parámetros al encendido y al apagado de (Infineon T.). Arriba: inductancia

parasita. Centro: resistencia de compuerta. Abajo: temperatura de unión.



Apéndice B: En la Figura B.1 se muestra la energía al encendido, apagado de un dispositivo de Infineon Technologies, (IKW25T120) con las siguientes variaciones, IC, VO, Vgg, LC, Rg y Tj .

Variación de IC Variación de VO

15 20 25 30 35 40 45 50 550

2

4

6

8

10

12

Ic [A]

E [m

J]

Energia: ON[O], OFF[X], ON+OFF[+]

200 300 400 500 600 700 8000

1

2

3

4

5

6

Vo [V]

E [m

J]


Variación de Vgg Variación de LC

12 13 14 15 16 17 181

2

3

4

5

6

7

Vgg [V]

E [m

J]


100 200 300 400 500 600 700 800 900 10001

1.5

2

2.5

3

3.5

4

4.5

Lc [nH]

E [m

J]


Variación de Rg Variación de Tj

0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 501

1.5

2

2.5

3

3.5

4

4.5

5

5.5

Rg [ohm]

E [m

J]


20 40 60 80 100 120 140 160

2

2.5

3

3.5

4

4.5

5

5.5

6

Tj [°C]

E [m

J]


Figura B.1. Gráficas de variación de parámetros al encendido y al apagado de (Infineon T.). Arriba: corriente y

tensión. Centro: tensión de compuerta e inductancia. Abajo: resistencia de compuerta y temperatura.

Eon Eon+Eoff

Eoff

Eon

Eon+Eoff

Eoff

Eon

Eon+Eoff

Eoff Eon

Eon+Eoff

Eoff

Eon

Eon+Eoff

Eoff Eon

Eon+Eoff

Eoff


Apéndice C: En la Figura C.1 se muestra la variación de parámetros de un dispositivo de In-ternational Rectifier, (IRG4PH50S). Con las siguientes variaciones, IC, VO y Vgg.


0 0.5 1 1.5 2-200

0

200

400

600

800

(1) t:0.5us/div

Vce

[V]

0 0.5 1 1.5 2-20

0

20

40

60

80

(2) t:0.5us/div

Ic [A

]

0 0.5 1 1.5 2-10

0

10

20

30

40

(3) t:0.5us/div

Pon

[KW

]

0 0.5 1 1.5 20

1

2

3

4

5

6

(4) t:0.5us/div

Eon

[mJ]

0 1 2 3 4-200

0

200

400

600

800

(1) t:1us/div

Vce

[V]

0 1 2 3 4-20

0

20

40

60

(2) t:1us/div

Ic [A

]

0 1 2 3 4-10

0

10

20

30

40

(3) t:1us/div

Pof

f [kW

]

0 1 2 3 40

5

10

15

20

25

(4) t:1us/div

Eoff

[mJ]


0 0.5 1 1.5 2-200

0

200

400

600

800

1000

(1) t:0.5us/div

Vce

[V]

0 0.5 1 1.5 2-10

0

10

20

30

40

50

(2) t:0.5us/div

Ic [A

]

0 0.5 1 1.5 2-10

0

10

20

30

(3) t:0.5us/div

Pon

[KW

]

0 0.5 1 1.5 20

0.5

1

1.5

2

2.5

3

(4) t:0.5us/div

Eon

[mJ]

0 1 2 3 4-200

0

200

400

600

800

1000

(1) t:1us/div

Vce

[V]

0 1 2 3 4-10

0

10

20

30

(2) t:1us/div

Ic [A

]

0 1 2 3 4-5

0

5

10

15

20

(3) t:1us/div

Poff

[kW

]

0 1 2 3 40

5

10

15

(4) t:1us/div

Eoff

[mJ]


0 0.5 1 1.5 2-200

0

200

400

600

800

(1) t:0.5us/div

Vce

[V]

0 0.5 1 1.5 20

10

20

30

40

50

(2) t:0.5us/div

Ic [A

]

0 0.5 1 1.5 2-5

0

5

10

15

20

(3) t:0.5us/div

Pon

[KW

]

0 0.5 1 1.5 20

0.5

1

1.5

2

2.5

(4) t:0.5us/div

Eon

[mJ]

0 1 2 3 4-200

0

200

400

600

800

(1) t:1us/div

Vce

[V]

0 1 2 3 4-10

0

10

20

30

(2) t:1us/div

Ic [A

]

0 1 2 3 4-5

0

5

10

15

(3) t:1us/div

Poff

[kW

]

0 1 2 3 40

2

4

6

8

10

12

(4) t:1us/div

Eoff

[mJ]

Figuraa C.1. Gráficas de variación de parámetros al encendido y al apagado de (International Rectifier). Arriba:

corriente de colector. Centro: variación de la tensión de alimentación. Abajo: tensión de compuerta.



En la Figura C.2 se muestra la variación de parámetros de un dispositivo de International Rectifier, (IRG4PH50S). Con las siguientes variaciones, LC, Rg y Tj.


0 0.5 1 1.5 2-200

0

200

400

600

800

(1) t:0.5us/div

Vce

[V]

0 0.5 1 1.5 2-10

0

10

20

30

40

50

(2) t:0.5us/div

Ic [A

]

0 0.5 1 1.5 2-5

0

5

10

15

20

(3) t:0.5us/div

Pon

[KW

]

0 0.5 1 1.5 20

0.5

1

1.5

2

(4) t:0.5us/div

Eon

[mJ]

0 1 2 3 4-200

0

200

400

600

800

(1) t:1us/div

Vce

[V]

0 1 2 3 4-10

0

10

20

30

(2) t:1us/div

Ic [A

]

0 1 2 3 4-5

0

5

10

15

(3) t:1us/div

Pof

f [kW

]

0 1 2 3 40

2

4

6

8

10

12

(4) t:1us/div

Eoff

[mJ]


0 0.5 1 1.5 2-200

0

200

400

600

800

(1) t:0.5us/div

Vce

[V]

0 0.5 1 1.5 2-10

0

10

20

30

40

50

(2) t:0.5us/div

Ic [A

]

0 0.5 1 1.5 2-5

0

5

10

15

20

(3) t:0.5us/div

Pon

[KW

]

0 0.5 1 1.5 20

0.5

1

1.5

2

2.5

(4) t:0.5us/div

Eon

[mJ]

0 1 2 3 4-200

0

200

400

600

800

(1) t:1us/div

Vce

[V]

0 1 2 3 4-10

0

10

20

30

(2) t:1us/div

Ic [A

]

0 1 2 3 4-5

0

5

10

15

(3) t:1us/div

Poff

[kW

]

0 1 2 3 40

2

4

6

8

10

12

(4) t:1us/div

Eoff

[mJ]


0 0.5 1 1.5 2-200

0

200

400

600

800

(1) t:0.5us/div

Vce

[V]

0 0.5 1 1.5 2-10

0

10

20

30

40

50

(2) t:0.5us/div

Ic [A

]

0 0.5 1 1.5 2-5

0

5

10

15

20

(3) t:0.5us/div

Pon

[KW

]

0 0.5 1 1.5 20

0.5

1

1.5

2

2.5

(4) t:0.5us/div

Eon

[mJ]

0 1 2 3 4-200

0

200

400

600

800

(1) t:1us/div

Vce

[V]

0 1 2 3 4-10

0

10

20

30

(2) t:1us/div

Ic [A

]

0 1 2 3 4-5

0

5

10

15

(3) t:1us/div

Poff

[kW

]

0 1 2 3 40

5

10

15

20

(4) t:1us/div

Eoff

[mJ]

Figura C.2. Gráficas de variación de parámetros al encendido y al apagado de (International rectifier). Arriba:

inductancia parasita. Centro: resistencia de compuerta. Abajo: temperatura de unión.


Apéndice D:En la Figura D.1 se muestra la energía al encendido, apagado de un dispositivo de Internacional Rectifier, (IRG4PH50S). Con las siguientes variaciones, IC, VO, Vgg, LC, Rg y Tj.


15 20 25 30 35 40 45 50 550

5

10

15

20

25

30

Ic [A]

E [m

J]Energia: ON[O], OFF[X], ON+OFF[+]

200 300 400 500 600 700 8000

2

4

6

8

10

12

14

16

Vo [V]

E [m

J]



12 13 14 15 16 17 180

2

4

6

8

10

12

14

Vgg [V]

E [m

J]


100 200 300 400 500 600 700 800 900 10000

2

4

6

8

10

12

14

Lc [nH]

E [m

J]



0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 500

2

4

6

8

10

12

14

Rg [ohm]

E [m

J]


20 40 60 80 100 120 140 1600

5

10

15

20

25

Tj [°C]

E [m

J]


Figura D.1 Gráficas de variación de parámetros al encendido y al apagado de (I Recififier.). Arriba: corriente y ten-sión. Centro: tensión de compuerta e inductancia. Abajo: resistencia de compuerta y temperatura..

Eon

Eon+Eoff Eoff

Eon

Eon+Eoff Eoff

Eon

Eon+Eoff

Eoff

Eon

Eon+Eoff

Eoff

Eon

Eon+Eoff

Eoff

Eon

Eon+Eoff

Eoff



Apéndice F: En la Figura F.1 se muestra la variación de parámetros de un dispositivo de Fair-child, (IGTG11N120CN). Con las siguientes variaciones, IC, VO y Vgg.


0 0.5 1 1.5 2-200

0

200

400

600

800

(1) t:0.5us/div

Vce

[V]

0 0.5 1 1.5 2-20

0

20

40

60

80

(2) t:0.5us/divIc

[A]

0 0.5 1 1.5 2-10

0

10

20

30

40

(3) t:0.5us/div

Pon

[KW

]

0 0.5 1 1.5 20

2

4

6

8

(4) t:0.5us/div

Eon

[mJ]

0 0.5 1 1.5 2-200

0

200

400

600

800

(1) t:0.5us/div

Vce

[V]

0 0.5 1 1.5 2-20

0

20

40

60

(2) t:0.5us/div

Ic [A

]

0 0.5 1 1.5 2-5

0

5

10

15

20

25

(3) t:0.5us/div

Pof

f [kW

]

0 0.5 1 1.5 20

0.5

1

1.5

2

2.5

(4) t:0.5us/div

Eoff

[mJ]


0 0.5 1 1.5 2-200

0

200

400

600

800

1000

(1) t:0.5us/div

Vce

[V]

0 0.5 1 1.5 2-10

0

10

20

30

40

50

(2) t:0.5us/div

Ic [A

]

0 0.5 1 1.5 2-5

0

5

10

15

20

25

(3) t:0.5us/div

Pon

[KW

]

0 0.5 1 1.5 20

1

2

3

4

(4) t:0.5us/div

Eon

[mJ]

0 0.5 1 1.5 2-200

0

200

400

600

800

1000

(1) t:0.5us/div

Vce

[V]

0 0.5 1 1.5 20

5

10

15

20

25

30

(2) t:0.5us/div

Ic [A

]

0 0.5 1 1.5 2-5

0

5

10

15

(3) t:0.5us/div

Poff

[kW

]

0 0.5 1 1.5 20

0.5

1

1.5

2

2.5

(4) t:0.5us/div

Eoff

[mJ]


0 0.5 1 1.5 2-200

0

200

400

600

800

(1) t:0.5us/div

Vce

[V]

0 0.5 1 1.5 20

10

20

30

40

50

(2) t:0.5us/div

Ic [A

]

0 0.5 1 1.5 2-5

0

5

10

15

20

(3) t:0.5us/div

Pon

[KW

]

0 0.5 1 1.5 20

2

4

6

8

(4) t:0.5us/div

Eon

[mJ]

0 0.5 1 1.5 2-200

0

200

400

600

800

(1) t:0.5us/div

Vce

[V]

0 0.5 1 1.5 20

5

10

15

20

25

30

(2) t:0.5us/div

Ic [A

]

0 0.5 1 1.5 2-2

0

2

4

6

8

10

(3) t:0.5us/div

Poff

[kW

]

0 0.5 1 1.5 20

0.5

1

1.5

(4) t:0.5us/div

Eoff

[mJ]

Figura F.1 Gráficas de variación de parámetros al encendido y al apagado de (Fairchild). Arriba: corriente de colec-tor. Centro: variación de la tensión de alimentación. Abajo: tensión de compuerta.


En la Figura F.2 se muestra la variación de parámetros de un dispositivo de Fairchild, (IGTG11N120CN). Con las siguientes variaciones, LC, Rg y Tj.


0 0.5 1 1.5 2-200

0

200

400

600

800

(1) t:0.5us/div

Vce

[V]

0 0.5 1 1.5 2-10

0

10

20

30

40

50

(2) t:0.5us/div

Ic [A

]

0 0.5 1 1.5 2-5

0

5

10

15

20

(3) t:0.5us/div

Pon

[KW

]

0 0.5 1 1.5 20

0.5

1

1.5

2

2.5

(4) t:0.5us/div

Eon

[mJ]

0 0.5 1 1.5 2-200

0

200

400

600

800

(1) t:0.5us/div

Vce

[V]

0 0.5 1 1.5 20

5

10

15

20

25

30

(2) t:0.5us/div

Ic [A

]

0 0.5 1 1.5 2-5

0

5

10

15

(3) t:0.5us/div

Pof

f [kW

]

0 0.5 1 1.5 20

0.5

1

1.5

2

(4) t:0.5us/div

Eoff

[mJ]


0 0.5 1 1.5 2-200

0

200

400

600

800

(1) t:0.5us/div

Vce

[V]

0 0.5 1 1.5 2-10

0

10

20

30

40

50

(2) t:0.5us/div

Ic [A

]

0 0.5 1 1.5 2-5

0

5

10

15

20

(3) t:0.5us/div

Pon

[KW

]

0 0.5 1 1.5 20

0.5

1

1.5

2

2.5

(4) t:0.5us/div

Eon

[mJ]

0 0.5 1 1.5 2-200

0

200

400

600

800

(1) t:0.5us/div

Vce

[V]

0 0.5 1 1.5 20

5

10

15

20

25

30

(2) t:0.5us/div

Ic [A

]

0 0.5 1 1.5 2-2

0

2

4

6

8

10

(3) t:0.5us/div

Poff

[kW

]

0 0.5 1 1.5 20

0.5

1

1.5

2

(4) t:0.5us/div

Eoff

[mJ]


0 0.5 1 1.5 2-200

0

200

400

600

800

(1) t:0.5us/div

Vce

[V]

0 0.5 1 1.5 2-10

0

10

20

30

40

50

(2) t:0.5us/div

Ic [A

]

0 0.5 1 1.5 2-5

0

5

10

15

20

(3) t:0.5us/div

Pon

[KW

]

0 0.5 1 1.5 20

0.5

1

1.5

2

2.5

3

(4) t:0.5us/div

Eon

[mJ]

0 0.5 1 1.5 2-200

0

200

400

600

800

(1) t:0.5us/div

Vce

[V]

0 0.5 1 1.5 20

5

10

15

20

25

30

(2) t:0.5us/div

Ic [A

]

0 0.5 1 1.5 2-2

0

2

4

6

8

10

(3) t:0.5us/div

Poff

[kW

]

0 0.5 1 1.5 20

0.5

1

1.5

2

(4) t:0.5us/div

Eoff

[mJ]

Figura F.2. Gráficas de variación de parámetros al encendido y al apagado de (Fairchild). Arriba: inductancia

parasita. Centro: resistencia de compuerta. Abajo: temperatura de unión.



Apéndice G: En la Figura G.1 se muestra la energía al encendido y apagado de un dispositivo Fairchild, (IGTG11N120CN).. En sus diferentes variaciones de parámetros IC, VO, Vgg, LC, Rg y Tj.


15 20 25 30 35 40 45 50 550

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

Ic [A]

E [m

J]


200 300 400 500 600 700 8000

1

2

3

4

5

6

Vo [V]

E [m

J]



12 13 14 15 16 17 181

2

3

4

5

6

7

8

Vgg [V]

E [m

J]


100 200 300 400 500 600 700 800 900 10001

1.5

2

2.5

3

3.5

4

Lc [nH]

E [m

J]



0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 501

1.5

2

2.5

3

3.5

4

4.5

5

Rg [ohm]

E [m

J]


20 40 60 80 100 120 140 160

1

1.5

2

2.5

3

3.5

4

4.5

Tj [°C]

E [m

J]


Figura G.1 Gráficas de variación de parámetros al encendido y al apagado de (Fairchild ). .). Arriba: corriente y

tensión. Centro: tensión de compuerta e inductancia. Abajo: resistencia de compuerta y temperatura..

Eon

Eon+Eoff

Eoff

Eon Eon+Eoff

Eoff

Eon

Eon+Eoff

Eoff

Eon

Eon+Eoff

Eoff

Eon

Eon+Eoff

Eoff

Eon

Eon+Eoff

Eoff

I

Tabla de contenido

CAPÍTULO 1 ANTECEDENTES..................................................................1

1.1 Planteamiento del problema ....................................................................................... 2

1.2 Introducción ................................................................................................................. 2

1.2.1 Dispositivos semiconductores de potencia (DSEP) ........................................ 3 1.2.2 Características de los dispositivos semiconductores de potencia.................... 4 1.2.3 Comparación entre los diferentes dispositivos................................................ 5

1.3 El transistor bipolar de compuerta aislada (IGBT) ................................................. 8

1.3.1 Estructura y funcionamiento ........................................................................... 8 1.3.2 Tecnologías de fabricación ........................................................................... 11 1.3.3 Nuevas estructuras de compuerta.................................................................. 14 1.3.4 Área segura de operación del IGBT.............................................................. 14

1.4 Modos de conmutación de un interruptor............................................................... 15

1.5 Justificación................................................................................................................ 17

1.6 Objetivos y Alcances.................................................................................................. 19

CAPÍTULO 2 METODOLOGÍA ABORDADA .............................................21

2.1 Métodos de caracterización de dispositivos............................................................. 22

2.2 Caracterización experimental................................................................................... 23

2.2.1 Diseño general de circuitos de prueba........................................................... 23 2.2.2 Diseño propuesto para el circuito de prueba ................................................. 25

2.3 Método de medición................................................................................................... 26

2.3.1 Consideraciones a nivel circuito ................................................................... 26 2.3.2 Consideraciones a nivel de puntas de prueba................................................ 27 2.3.3 Consideraciones a nivel de cálculo ............................................................... 28

2.4 Caracterización mediante simulación...................................................................... 28

2.5 Análisis de resultados ................................................................................................ 29

2.6 Esquema del banco de pruebas ................................................................................ 30

2.6.1 Circuito de prueba ......................................................................................... 30

II

2.6.2 Diseño térmico .............................................................................................. 35 2.7 Equipo de medición.................................................................................................... 38

2.7.1 Problemas de medición ................................................................................. 38 2.7.2 Procedimiento de calibración para puntas de medición ................................ 40 2.7.3 Adquisición de datos ..................................................................................... 40

CAPÍTULO 3 CONMUTACIÓN DURA ......................................................43

3.1 Circuito de prueba ..................................................................................................... 44

3.1.1 Funcionamiento ............................................................................................. 44 3.1.2 Diseño............................................................................................................ 47

3.2 Dispositivos seleccionados ......................................................................................... 49

3.3 Simulación y protocolo de pruebas........................................................................... 50

3.4 Resultados experimentales ........................................................................................ 56

3.4.1 Variación de la corriente de colector IC......................................................... 57 3.4.2 Variación de la tensión de alimentación VO .................................................. 58 3.4.3 Variación de la tensión de compuerta Vgg...................................................... 61 3.4.4 Variación de la inductancia parásita de cableado LC ..................................... 62 3.4.5 Variación de la resistencia de compuerta Rg ................................................. 63 3.4.6 Variación de la temperatura de unión Tj........................................................ 64

3.5 Conclusiones ............................................................................................................... 65

CAPÍTULO 4 CONDUCCIÓN....................................................................67

4.1 Circuito de prueba ..................................................................................................... 68

4.1.1 Funcionamiento ............................................................................................. 68 4.1.2 Diseño............................................................................................................ 69

4.2 Protocolo de pruebas ................................................................................................. 70

4.3 Resultados experimentales ........................................................................................ 71

4.3.1 Variación de la corriente de colector IC y de la temperatura Tj ..................... 71 4.3.2 Variación de la corriente de colector IC y voltaje de compuerta Vgg ............. 73

4.4 Conclusiones ............................................................................................................... 75

CAPÍTULO 5 CÁLCULO DE PÉRDIDAS....................................................77

III

5.1 Cálculo de pérdidas ................................................................................................... 78

5.1.1 Corriente en modo constante......................................................................... 80 5.1.2 Corriente en modo continuo.......................................................................... 82 5.1.3 Corriente en modo discontinuo ..................................................................... 85

5.2 Conclusiones............................................................................................................... 87

CAPÍTULO 6 CONCLUSIONES Y TRABAJOS FUTUROS............................91

6.1 Resumen ..................................................................................................................... 91

6.2 Conclusiones............................................................................................................... 92

6.3 Trabajos futuros ........................................................................................................ 95

ANEXO I - HOJAS DE DATOS ..................................................................99

ANEXO II - PROGRAMA EN MATLAB ...............................................111

ANEXO III - GRÁFICAS........................................................................135

IV

Lista de figuras Figura 1.1. Estructura de los dispositivos de potencia más relevantes. .........................................................5 Figura 1.2. Aplicaciones de los dispositivos de potencia controlados...........................................................7 Figura 1.3. Estructura física y símbolo de un transistor IGBT. .....................................................................8 Figura 1.4. Circuito equivalente simplificado y completo de un IGBT.......................................................10 Figura 1.5. Estructura interna de diferentes tecnologías de IGBT (PT, NPT y FS).....................................11 Figura 1.6. Distribución estática y cola de apagado. ...................................................................................12 Figura 1.7. Estructura de compuerta planar y de trinchera. .........................................................................14 Figura 1.8. Diferentes tipos de conmutación existentes en un convertidor [1]............................................16 Figura 1.9. Área de operación segura para cada tipo de conmutación [1]. ..................................................17 Figura 2.1. Principio de diseño de circuitos especiales de prueba...............................................................26 Figura 2.2. Esquema general del banco de prueba implementado...............................................................30 Figura 2.3. Circuito de prueba para conmutación dura y conducción. ........................................................31 Figura 2.4. Fotografía del banco de pruebas................................................................................................41 Figura 2.5. Conmutación al encendido........................................................................................................34 Figura 2.6. Conmutación al apagado. ..........................................................................................................34 Figura 2.7. Circuito equivalente de la resistencia térmica de un componente con un disipador .................36 Figura 3.1. Circuito de prueba en conmutación dura con secuencias de disparo y formas de onda típicas. 44 Figura 3.2. Flujo de corriente y formas de onda durante la etapa 1.............................................................45 Figura 3.3. Flujo de corriente y formas de onda durante la etapa 2.............................................................46 Figura 3.4. Flujo de corriente y formas de onda durante la etapa 3.............................................................46 Figura 3.5. Flujo de corriente y formas de onda durante la etapa 4.............................................................47 Figura 3.6. Esquemático implementado en PSpice......................................................................................51 Figura 3.7. Transitorios de tensión VCE (arriba) y corriente IC (abajo) con variación de la corriente de colector IC ( 15, 30, 45, 60,75 A).................................................................................................................52 Figura 3.8. Transitorios de tensión VCE (arriba) y corriente IC (abajo) con variación de la tensión de alimentación V0 (200, 400, 600 V)..............................................................................................................52 Figura 3.9. Transitorios de tensión VCE (arriba) y corriente IC (abajo) con variación de la tensión de compuerta Vgg,,(11, 13, 15, 17 V). ..............................................................................................................53 Figura 3.10. Transitorios de tensión VCE (arriba) y corriente IC (abajo) con variación de la inductancia parásita de cableado LC, (116, 500, 1000 nH), ............................................................................................53 Figura 3.11. Transitorios de tensión VCE (arriba) y corriente IC (abajo) con variación de la resistencia de compuerta Rg, (0, 10, 22, 33, 47 Ω).............................................................................................................54 Figura 3.12. Transitorios de tensión VCE (arriba) y corriente IC (abajo) con variación de la temperatura de unión Tj, (25, 60, 100, 150°C). ....................................................................................................................54 Figura 3.13. Formas de ondas de tensión y corriente, así como de potencia y energía obtenidas de la medición de conmutación al encendido del IGBT IKW25T120. ................................................................56 Figura 3.14. Energía al encendido y apagado variando la corriente de conducción IC. ...............................57

V

Figura 3.15. Energía al encendido y apagado variando la tensión de alimentación VO .............................. 58 Figura 3.16. Transitorios de tensión VCE (1) y corriente IC (2) en el apagado variando la tensión de alimentación V0........................................................................................................................................... 60 Figura 3.17. Expansión del campo eléctrico durante la evolución de tensión en el apagado del Field-Stop IGBT. .......................................................................................................................................................... 60 Figura 3.18. Energía al encendido y apagado variando la tensión de compuerta Vgg. ................................ 61 Figura 3.19. Energía al encendido y apagado variando la inductancia parásita LC. .................................... 62 Figura 3.20. Energía al encendido y apagado variando la resistencia de compuerta Rg.............................. 63 Figura 3.21. Energía al encendido y apagado variando la temperatura de unión Tj. ................................... 64 Figura 4.1. Circuito de prueba en conducción con secuencias de disparo y formas de onda típicas........... 68 Figura 4.2: Impedancia térmica transitoria del IGBT IKW25T120. ........................................................... 70 Figura 4.3. Tensión de saturación VCE(sat) en función de la corriente para diferentes temperaturas de unión Tj (30, 60, 100, 150 °C)............................................................................................................................... 72 Figura 4.4. Tensión de saturación VCE(sat) en función de la corriente para diferentes tensiones de compuerta Vgg (12, 15, 18 V)........................................................................................................................................ 74 Figura 5.1: Corriente en modo constante. ................................................................................................... 80 Figura 5.2. Potencia total disipada en modo de conducción constante para ICm=25 A a) NPT-IGBT (Fairchild), b) TS-IGBT (Infineon T.), c) PT-IGBT (International R.)....................................................... 81 Figura 5.3. Corriente en modo continuo...................................................................................................... 82 Figura 5.4: Potencia total disipada en modo de conducción continuo para ICmin=10 A y ICmax=25 A a) NPT-IGBT (Fairchild), b) TS-IGBT (Infineon T.), c) PT-IGBT (International R.)............................................. 84 Figura 5.5: Corriente en modo discontinuo................................................................................................. 85 Figura 5.6. Potencia total disipada en modo de conducción discontinuo para ICpic=25 A a) NPT-IGBT (Fairchild), b) TS-IGBT (Infineon T.), c) PT-IGBT (International R.)....................................................... 86 Figura 5.7. Comparación de las pérdidas totales en los dispositivos PT-, NPT- y TS-IGBT para diferentes modos de conducción de corriente y ciclos de trabajo (D = 0.1, 0.5, 0.9)................................................... 88

VI

Lista de tablas Tabla 1.1. Tecnologías de IGBTs .....................................................................................................................13 Tabla 3.1. Tiempos de activación del interruptor AUX2...................................................................................49 Tabla 3.2. Lista de partes del banco de pruebas................................................................................................49 Tabla 3.3. Dispositivos seleccionados para su caracterización .........................................................................50 Tabla 3.4. Definición de las condiciones nominales de prueba.........................................................................50 Tabla 3.5. Variación de parámetros en conmutación dura y valores nominales ...............................................51 Tabla 3.6. Tendencias en los transitorios ante la variación de parámetros........................................................55 Tabla 3.7. Resultado de la interpolación de Eon vs. IC y Eoff vs. IC ....................................................................57 Tabla 3.8. Resultado de la interpolación de Eon vs. V0 y Eoff vs. V0 . ................................................................58 Tabla 3.9. Resultado de la interpolación de Eon vs. Vgg y Eoff vs. Vgg................................................................61 Tabla 3.10. Resultado de la interpolación de Eon vs. LC y Eoff vs. LC. ...............................................................62 Tabla 3.11. Resultado de la interpolación de Eon vs. Rg y Eoff vs. Rg.................................................................63 Tabla 3.12. Resultado de la interpolación de Eon vs. Tj y Eoff vs. Tj. .................................................................64 Tabla 4.1. Variación de parámetros en conducción y valores nominales..........................................................71 Tabla 4.2. Resultado de la interpolación de VCE(sat) vs. IC para condiciones nominales ....................................71 Tabla 4.3. Resultado de la interpolación de VCE(sat) vs. IC para diferentes temperaturas de unión Tj ................73 Tabla 4.4. Resultado de la interpolación de VCE(sat) vs. IC para diferentes tensiones de compuerta Vgg............74 Tabla 5.1. Límites de la frecuencia de operación óptima de cada dispositivo para diferentes modos de conducción y ciclos de trabajo ..........................................................................................................................89

VII

Lista de símbolos AUX1 Interruptor auxiliar 1 BJT Transistor de unión bipolar Cp Capacitancia parásita CISS Capacitancia compuerta-emisor C Condensador CC Cortó circuito CD Corriente directa CA Corriente alterna D Ciclo de trabajo DUT Dispositivo bajo prueba DSEP Dispositivo Semiconductor de potencia EL Energía en el inductor EC Energía en el capacitor Eon Energía al encendido Eoff Energía al apagado FS Field-Stop GTO Tiristor con control de apagado por

compuerta (Gate Turn Off) Ip Corriente de huecos Ig Corriente de compuerta IC Corriente de colector (IC = Ip +In) IC Corriente de colector IGBT Transistor bipolar de compuerta aislada

(Insulated Gate Bipolar Transistor) J1 Union N-P+ J2 Union N-P J3 Union PN-

LC Inductancia parásita de cableado Lcarga Inductor de carga MOSFET Transistor de efecto de campo MCT Tiristor controlado por MOS Q Carga de la compuerta Rind Resistencia parásita del inductor de

carga Rg Resistencia de compuerta RN Resistencia óhmimica Rth (JC) Resistencia térmica unión encapsu-

lado Rth (CR) Resistencia térmica encapsulado

disipador Rth (RA) Resistencia térmica disispador me-

dio ambiente

Rth (JA) Resistencia térmica union-ambiente

toff Tiempo de apagado T Temperatura ton Tiempo de encendido tcond Tiempo de conduccion tr Tiempo de subida (time rise) tf Tiempo de caída (time fall) td Tiempo de recuperación de bloqueo TS Trench-Stop TJ Temperatura de union TA Temperatura ambiente NPT Non Punch-Through PT Punch-Through PAV Potencia promedio Ptot Potencia total consumida p(x) Distribución de portadores pn Union fisica de materials tipo n y p SIT Tiristor de inducción estática SOA Área de operación segura ZVS Conmutación suave a voltaje cero ZCS Conmutación suave a corriente cero VO Voltaje de alimentación VCE Voltaje colector-emisor VGE Voltaje compuerta emisor VCE(sat) Voltaje colector-emisor de Satura-

ción Vgg Voltaje de compuerta Vpn Voltaje de la unión pn di/dt Pendiente de corriente Zth Impedancia térmica q Carga elemental µn Movilidad de los portadores τ Tiempo de vida de los portadores

de carga τJ constantes de tiempo de union τC constantes de tiempo de capsulado τR constantes de tiempo de disipador Δt Incremento de temperatura TNOM Temperatura nominal de simulación Ptot Energía total disipada ICpic Corriente pico de colector

Caracterización y Comparación del Desempeño de Dispositivos PT, NPT y TS-IGBT

Christian Ayala Esquivel

Maestría en Ciencias en Ingeniería Electrónica Agosto 2005

Resumen Este trabajo reporta los resultados de la caracterización detallada de IGBTs de tipo Punch-

Throuh (PT), Non-Punch-Through (NPT) y Trench-Top (TS) de diferentes fabricantes en conmuta-

ción dura y conducción, así como el análisis de las pérdidas totales en base a los datos experimenta-

les obtenidos en una aplicación de convertidor CD/CD PWM.

Para las mediciones en conmutación dura se variaron: la corriente de conducción IC, la ten-

sión de alimentación VO, la tensión de compuerta Vgg, la inductancia parásita de cableado LC y la

temperatura de unión Tj. Se mostraron los resultados experimentales en conmutación dura al encen-

dido y al apagado para los tres dispositivos seleccionados en términos de las energías disipadas.

Para las mediciones en conducción se variaron la tensión de compuerta Vgg, la corriente de conduc-

ción IC y la temperatura de unión Tj. Se mostraron los resultados experimentales en conducción para

los tres dispositivos seleccionados en términos de la tensión de saturación VCE(sat).

Se desarrolló el procedimiento para calcular las pérdidas totales generadas con los tres dispo-

sitivos caracterizados en un convertidor, tomando en cuenta los diferentes modos de corriente

(constante, continuo y discontinuo) que se pueden presentar en la topología, así como la frecuencia

de operación y el ciclo de trabajo de la aplicación e incluyendo la influencia de la variación de co-

rriente debida a la forma de onda en cada modo.

Se concluye que la tecnología PT ya está obsoleta para dispositivos de 1200 V o con un nú-

mero de aplicaciones relativamente restringido (< 1kHz), donde los interruptores de tipo tiristor

tienen más bajas pérdidas. La comparación muestra también que el NPT-IGBT sigue siendo la es-

tructura más apropiada para altas frecuencias de operación, aunque dependiendo de la aplicación, el

límite ya puede ser demasiado alto para obtener una eficiencia razonable. Se observa que la nueva

tecnología TS logra un muy buen compromiso entre las dos tecnologías tradicionales, siendo la

mejor opción para un rango amplio de frecuencia de operación.

Characterization and Comparison of the Behavior of PT-, NPT- and TS-IGBTs

Christian Ayala Esquivel

Master of Science in Electronic Engineering August 2005

Abstract This work reports several results on the detailed characterization of Punch-Trough (PT), Non-

Punch-Through (NPT) and Trench-Top (TS) Insulated Gate Bipolar Transistors (IGBTs) of differ-

ent manufacturers in hard commutation and conduction, as well as the analysis of total losses based

on experimental data obtained from a CD/CD PWM converter application.

The hard commutation measures take in account variations in: conduction current IC, supply

voltage VO, gate voltage Vgg, wire parasitic inductance LC and junction temperature Tj. Experimental

results for hard commutation in the on and off transitions are shown for the three selected devices in

terms of dissiped energy. The conduction measures take in account variations in: gate voltage Vgg,

conduction current IC and junction temperature Tj. Experimental results for conduction state for the

three selected devices are shown in terms of collector – emmiter saturation voltage VCE(sat).

The procedure to calculate total losses generated with the three devices in a converter is de-

veloped for the different current modes (constant, continuous and discontinuous) that could be ob-

served on this topology, as well as the application operating frequency and duty cycle and including

the influence of the variations in the current waveform for every current mode.

It is concluded that PT technology is already obsolete for devices of 1200 V or with a rela-

tively restricted number of applications (< 1kHz), where the thyristor type switches have lower

losses. The comparison shown here shows also that NPT-IGBT is still the most appropriate struc-

ture for high operating frequencies, although the limit may be too high to obtain a reasonable efi-

ciency (depending on the application). It is observed that the new TS technology achieves a good

agreement between the two traditional technologies, being the best choice for a wide range of oper-

ating frequencies.

Agradecimientos

En primer lugar quiero agradecer a Dios por permitirme vivir y contemplar el fruto de lo que

con su ayuda hace algún tiempo sembré. Le agradezco infinitamente el dejarme ver y disfrutar de

las maravillas de su creación.

Agradezco a mi asesores, Dra. María Cotorogea y Dr.Abraham Claudio por el apoyo, orien-

tación, y dedicación ofrecidos a lo largo de estos últimos dos años. Gracias a su ciencia, guía, amis-

tad y criterio.

A los miembros del comité revisor: Dr. Mario Ponce, Dr. Arturo Morales y Dr. Jaime Arau,

por su colaboración y valiosos comentaios para enriquecer el contenido de este trabajo.

Al Consejo Nacional de Ciencia y Tecnología CONACYT y la Secretaría de Educación Pú-

blica al brindar su apoyo económico y permitirme mejorar mi formación profesional con los estu-

dios de Maestría.

A toda mi gran familia cientifica de compañeros de estudios, mucho será insuficiente para

expresar mi deuda con ustedes Armando, Ricardo, Liz, Raul, Faby, Rox, Alonso, Alfredo, Yorch,

Manuel, Tano, Compiri, Esteban, René, Pablo, Alex y Eumir por su ayuda, apoyo y por los gratos

momentos que pasamos juntos en estos años. A todo ustedes. Gracias.

Agradezco al CENIDET y a todo el personal que labora en esta institución, especialmente del

departamento de electrónica por su apoyo y el acogedor recibimiento que me brindan durante mi

estancia en este lugar.

Dedicatoria

Dedico el presente trabajo a mis padres José Manuel y María Praxedis que siempre me apo-

yaron en todo momento, así como el amor y cariño que siempre me han demostrado.

A mis hermanos Michael y Alan por su apoyo y escuchado en todo momento.

A todos mis familiares (Abuelos, tíos, tías y primos), por preocuparse siempre por mí.

Con todo mi cariño y amor para ustedes. Que Dios los bendiga.

Este documento representa el trabajo y esfuerzo realizado durante los últimos 2 años lejos de

casa, y más aun, lejos de la familia y los seres queridos. En estas lejanas tierras, Cristo ha sido el

mejor acompañante y lo plasmado en estas páginas es una pequeña muestra de las maravillas que

Dios hace en nuestra vida con nuestras manos como instrumento.

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