E-04 - elektor enero/febrero 1980 eleve»

elektor 1 I AÑO - N.° 1 ENERO/FE0RERO 1980

claves

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¿Qué es un TUN7 ¿Qué es un 10 n? ¿Qué es el EPS? ¿Qué es el servicio CT? ¿Qué es el duende de Elektor?

Tipos de semiconductores A menudo, existen un gran número de transistores y diodos con deno¬ minaciones diferentes, pero con ca¬ racterísticas similares. Debido a ello. Elektor utiliza, para designarlos, una denominación abreviada. - TUP o TUN (Transistor universal de tipo PNP o NPN, respectivamente) representa a todo transistor de silicio, de baja frecuencia, con las siguientes características:

UCE0,máx- lc máx. hFE mín. P tot máx. fT mín.

20 V 100 mA 100 100 mW 100 MHz

Algunos de los tipos TUN son: las familias BC107, BC108 y BC109; 2N3856A; 2N3859; 2N3860; 2N3904; 2N3947; 2N4124. Algunos de los tipos TUP son: las familias BC177 y BC178, la familia BC179 excepto el BC159 y el BC179; 2N2412; 2N3251; 2N3906; 2N4126; 2N4291. - DUS y DUG (Diodo Universal de Silicio o de Germanio, respectiva¬ mente), representa a todo diodo de las siguientes características.

DUS DUG

Uq máx. 25 V 20 V lFmáx. 100 mA 35 mA IR máx. 1 p A 100 M A P,0i máx. 250 mW 250 mW CDmáx. 5 pF 10 pF

Pertenecen al tipo DUS los siguien¬ tes: BA127, BA217, BA128, BA221, BA222, BA317, BA318, BAX13, BAY61, IN914, IN4148. Y pertenecen al tipo DUG: OA85, OA91, OA95, AA116.

/Los tipos BC107B, BC237By BC547B corresponden a versiones de mayor calidad dentro de la misma "familia”. En general, pueden ser sustituidos por cualquier otro miembro de la misma familia. Familias BC107 (-8, -9) BC107 (-8, -9), BC147 (-8, -9), BC207 (-8, -9), BC237 (-8, -9), BC317 (-8. -9), BC347 (-8, -9), BC547 (-8, -9), BC171 (-2, -3), BC182 (-3, -4), BC282 (-3, -4), BC437 (-8, -9), BC414

Familias BC177 (-8, -9) BC177 (-8, -9), BC157 (-8, -9), BC204 (-5, -6), BC307 (-8, -9), BC320 (-1, -2), BC350 (-1, -2), . BC557 (-8, -9), BC251 (-2, -3), BC212 (-3, -4), BC512 (-3, -4), BC261 (-2, -3), BC416

Valores de resistencias y condensadores En los valores de las resistencias y de los condensadores se omiten los ceros, siempre que ello es posible. La J coma se sustituye por una de las £ siguientes abreviaturas:

p (pico) = 10 12 n (nano-) = 10-9 P (micro-) = 106 m (mili-) = 10 3 k (kilo-) = 103 M(mega-) = 106 G(giga-) = 103

Ejemplos: Valores de resistencia ¿k7 = 2700Í1

470= 47QÍ1 Salvo indicación en contra, las resis¬ tencias empleadas en los esquemas son de carbón 1/4 W y 5% de máxima tolerancia. Valores de capacidades:

4p7 = 4,7 pF = 0,0000000000047F 10n = 0,01 p F = 10'8F ‘

Puntos de medide Salvo indicación en contra, las ten¬ siones indicadas deben medirse con un voltímetro de, al menos, 20 K 47 /V de resistencia interna.

Tensiones de corriente elterne Siempre se considera para los dise¬ ños, tensión senoidal de 220 V/50 Hz.

"U" en vez de "V” 1 Se emplea el símbolo internacional ’ "U" para indicar tensión, en lugar del ; símbolo ambiguo "V". que se re¬ serva para indicar voltios. Ejemplo: se emplea Ub = 10 V, en vez de Vb = 10 V. j

Servicios ELEKTOR j pere los lectores 1 Circuitos impresos: ? La mayoría de las realizaciones Elek- \ tor van acompañadas de un modelo de circuito impreso. Muchos de ellos se pueden suministrar taladrados y preparados para el montaje. Cada mes Elektor publica la lista de los circuitos impresos disponibles, j bajo la denominación EPS (Elektor : Print Service). *i Consultas técnicas: Cualquier lector puede consultar a la revista cuestiones relacionadas con los circuitos publicados. Las cartas que contengan consultas técnicas deben llevar en el sobre las siglas CT > e incluir un sobre para la respuesta, í franqueado y con la dirección del; consultante. El duende de Elektor: Toda modificación importante, co¬ rrección, mejora, etc, de las realiza¬ ciones de Elektor se incluirá en este apartado. Cambio de dirección: Debe advertirse con 6 semanas de antelación. Tarifa publicitaria (nacional o inter¬ nacional): Puede obtenerse mediante petición a la dirección de la revista.

sumario elektor enero/febrero 1980 - E-05

Preco 1 El preamplificador y control de amplificador descritos en este artículo ofrecen elevadas prestaciones a bajo costo. Además, el-control de amplificador (con controles de volumen, agudos, graves, balance y "anchura" estereofónica) puede utilizarse como una pequeña unidad de control remoto.

p. 1-13

Fotografía de Kirlian La fotografía Kirlian tiene poco en común con la fotografía convencional. La película no se expone ópticamente a través de un sistema de lentes, sino colocando el objeto a fotografiar en contacto con la película y sometiéndolo a un fuerte campo eléctrico de C.A. Este artículo describe la construcción de una económica cámara experimental de Kirlian.

_p. 1-17

Generador de funciones Un generador de funciones es un aparato versátil y extremadamente útil para comprobar de forma simple muchos montajes caseros. Es, por tanto, una herramienta básica e indispensable para cualquier aficionado.

p. 1-29

Portada

Este número no es más que una pequeña muestra’ de lo que ELEKTOR tiene en la cabeza. No se pierda nuestro número 2.

Selektor . 1-01 La atmosféra de Venus Selektor . 1-01 La atmosféra de Venus

Receptor reflex de onda media. 1-05 Un proyecto ideal para el principiante.

Tup-Tun-Dug-Dus. 1-07 Familias de transistores usueles en Elektor.

Sistbma automático para el cambio de diapositivas... 11-10 Este montaje entra en funcionamiento cuando el comentarista se calla durante más de un segundo.

Preco 1-T Meyrick.. 1-13 Preamplificador y telemando del amplificador.

Fotografía de Kirlian. 1-17 El artículo describe la construcción de una cámera Kirlian experimental y de bajo costo

Tren de vapor. 1-21 Un circuito que simula el ruido de una locomotora de vapor

Silbato de tren de vapor. 1-22

Mediciones Standard para amplificadores de audio. 1-24 Los puntos más importantes propuestos por el Instituto Americano de la Alta Fidelidad.

Generador de funciones. 1-29

Inyector de señal. 1-36

Comprobador de TupTun. 1-37 Permite conocer instantáneamente el estado de "salud" de un transistor de baja potencia.

Generador de Sonidos. 1-44 Con sólo dos circuitos integrados CMOS se pueden producir una amplia gama de sonidos.

Mercado. 1-46

!

Introducción elektor enero/febrero 1980 - E-07

elector Esta es la primera edición española de ELEKTOR, una revista que introduce una nueva forma de presentar la electrónica. La edición holandesa ha cumplido ya los 20 años, la alemana los 9 y la inglesa acaba de cumplir los 5 años. Más cerca de nosotros, la edición francesa va por el segundo año de existencia, mientras que la italiana va camino de cumplir el primero. Así cada mes, más de 330.000 ejemplares de la revista son puestos en manos de sus lectores, que van desde el aficionado entusiasta de la electrónica al ingeniero electrónico profesional. La aplicación dinámica y práctica que ELEKTOR hace de las nuevas técnicas electrónicas, ha estimulado la innata curiosidad de los diseñadores. La revista contiene prácticos diseños que utilizan los más modernos componentes activos y pasivos, fundamentalmente circuitos integrados digitales y lineales, que se caracterizan por su bajo precio. La mayoría de los circuitos que presentamos han sido desarrollados en nuestros propios laboratorios, y la realización de los mismos se ve notablemente facilitada si se emplean los circuitos impresos, que nosotros fabricamos para los diseños más importantes. La facilidad de obtener los componentes empleados en los circuitos que presentamos es siempre tenida en cuenta, y vamos a realizar los esfuerzos necesarios para que cuando se empleen nuevos componentes, éstos puedan obtenerse en los detallistas. En los países donde se publica ELEKTOR, muchos detallistas de componentes preparan sus stocks en base a la información que les suministra ELEKTOR. Esto es bueno para las casas comerciales, por supuesto, pero todavía es mejor para los lectores de la revista, ya que pueden obtener una amplia gama de componentes a precios reducidos, debido a la gran demanda que se produce y que permite a los detallistas aumentar sus stocks y bajar los precios. Para asegurar su independencia editorial, ELEKTOR no vende otros componentes que los circuitos impresos que fabrica para sus diseños. ELEKTOR ha tratado siempre de ser una revista dinámica e informativa, que puede resultar sorprendente cuando "baja los humos” a las autoridades técnicas o se permite una autocrítica humorística. En 1980, ELEKTOR aparecerá en España cada dos meses, y el número de julio-agosto será un número doble. En otros países, este número doble es ya tradicional entre los amantes de la electrónica. En 1981 estaremos ya todos los meses con nuestros lectores, excepto en julio-agosto, que seguiremos con el tradicional número doble. Estamos ya trabajando en los próximos números cuando Vd., amigo lector, esté leyendo estas líneas. Podemos adelantarle que en el número 2 empezaremos a hablar de los microprocesadores muy en serio.

¡Feliz lectura!

So(¿ UL U

aelektor elektor enero/fabraro 1980 - 1-01

Posición de Venus en el momento del lanzamiento Lanzamiento Pioneer 12 Pioneer 12 un mes

| La atmósfera de Venus Las mediciones obtenidas por la primera nave espacial que entró en órbita alrede¬ dor de Venus están resultando ser, al analizarlas, de gran importancia para comprender la evolución y la termodinᬠmica de la atmósfera profunda del pla¬ neta. El éxito en alcanzar este blanco se reflejará en los trabajos sobre difíciles problemas de circulación en nuestro propio clima. En mayo de 1978 fue lanzado un cohete Atlas Centauro desde Cabo Cañaveral, en Florida, transportando una nave espacial Pioneer, la cual, después de un viaje que duró algo más de 6 meses, se convirtió en la primera nave espacial colocada en órbita alrededor del planeta Venus: la maniobra se concluyó con éxito el 4 de diciembre de 1978. Pocos días después, cuatro sondas lanzadas de un segundo Pioneer entraron en la atmósfera de Venus por distintos puntos. Tanto la estación orbital como las sondas, trans¬ portaban una serie de equipos para estudiar la estructura y composición de la atmósfera del planeta. Uno de los equipos de la nave orbitel es un radiómetro que mide los rayos infra¬ rrojos emitidos por la atmósfera y las nubes, similar a los radiómetros coloca¬ dos a bordo de los satélites en órbita alrededor de la Tierra y que observan nuestro propio clima. De las observacio¬ nes con este instrumento pudo deducirse la temperatura de las distintas capas de la atmósfera y de las nubes situadas por debajo de la nave. El instrumento fue construido conjuntamente por el Depar¬ tamento de Física de la Atmósfera de la Universidad de Oxford y por el Jet Propulsión Laboratory de Pasadena, Cali¬ fornia. Este fue el primer experimento preparado en Gran Bretaña que viajaba a un planeta. Venus ha sido visitado con anterioridad por naves espaciales. Tres Naves Mariner por parte USA han pasado por el planeta y nueve sondas Venera por parte de la URSS han entrado en su atmósfera. Pero la nave Pioneer 12 situada en órbita el año pasado, es la primera nave espacial que ha sido situada en órbita alrededor del planeta con el fin de observar, día e día, los cambios en el "tiempo" de Venus.

Datos conocidos ¿Por qué tienen tanto interés en el planeta Venus los meteorólogos terrestres? Para

explicar esto, debemos ver en primer lugar qué se conocía sobre Vqnus y su atmósfera con anterioridad a la llegada del Pioneer 12, y algunos de los resulta¬ dos de esta última misión: Venus es el planeta más cercano a la Tierra y está algo más cerca del Sol. Tiene un tamaño parecido y su rotación es más lenta: un día solar en Venus es equiva¬ lente: a casi 117 días terrestres. La atmósfera de Venus es muy profunda, equivalente a 100 atmósferas terrestres y la envoltura de nubes es virtualmente compacta, de manera que, a longitudes de onda visibles o inflarrojas, no puede observarse ninguna parte de la superficie desde el exterior. El primer indicio de la existencia de una

temperatura muy alta en la superficie de Venus (de unos 450° C) procede de mediciones del brillo del planeta efectua¬ das en la zona de micro-ondas del espectro, realizadas en 1960. El radióme¬ tro de microondas situado a bordo del Mariner 2 confirmaba este aspecto. Por contraste, las medidas de temperatura en la zona infrarroja del espectro indicaba temperaturas de alrededor de -40° C, en la parte superior de las nubes visibles, que emite fuertemente en la región infrarroja .

Perfil de temperatura Así, de las medidas infrarrojas y de microondas podemos empezar a cons¬ truir un perfil de variación de la tempera-

2

Figura 2: La atmósfera de Venus, indicando sus capas y el perfil da temperaturas.

1-02 - elektor enero/febrero 1980 selektor

Figura 3. Exploración de Venus por medio del radiómetro instalado en el Pioneer 12.

solución de cerca del 98 por 100 en su

tura con la altura en la atmósfera de Venus, como puede verse en el diagrama. Una evidencia posterior a la exactitud de este perfil la han proporcionado cuatro sondas Venera que pasaron cerca de Venus en el período 1969-72. Aunque el cálculo teórico no lo justifica plenamente, está generalmente aceptado que la alta temperatura de la superficie de Venus es debida al llamado "efecto de invernadero". La atmósfera y la capa de nubes que rodean el planeta se compor¬ tan como los cristales de un invernadero de manera que permiten el paso de una parte de la radiación solar pero se comporta como una cubierta muy efec¬ tiva para la radiación infrarroja proce¬ dente de la superficie del planeta. Este efecto de cubrimiento significa que sólo es necesario el paso de una pequeña parte de la radiación solar para producir una temperatura bastante alta. Parte de la opacidad a la radiación infrarroja es debida a su absorción por las nubes y parte a que la absorción por vapor de agua y dióxido de carbono en las altas presiones de las capas bajas de la atmósfera venusiana es muy grande. Una prueba crucial para comprobar la hipótesis del efecto invernadero, con¬ siste en medir la proporción de radiación solar que alcaza la superficie de Venus en relación con la cantidad total que llega a su atmósfera exterior. Estas mediciones se hicieron por primera vez con la sonda Venus 8 en 1972 y resultó que probable¬ mente sólo un cuatro por ciento del flujo solar que caía en el planeta llegaba a su superficie. Medidas más rigurosas efec¬ tuadas el año pasado por una de las sondas del Pioneer 12 dieron cifras, del dos por ciento, lo que parece suficiente para confirmar que el mecanismo de invernadero es real.

Indicio de vida

Análisis espectroscópicos realizados con telescopios desde la Tierra demostraron que el principal constituyente de la atmósfera de Venus es el dióxido de carbono, así como indicios de oxígeno o vapor de agua. Esta aparente ausencia ae vapor de agua delató gran cantidad de especulaciones sobre la composición de las nubes. Se sugirieron como posibles gran cantidad de compuestos de azufre y de mercurio, algunos de ellos bastante exóticos. La existencia de indicios de vida procedía de unas cuidadosas mediciones de la polarización de la luz solar reflejada en el planeta, realizadas por dos astróno¬ mos franceses, Coffeen y Gehrels, en 1969. Estas mediciones fueron interpre¬ tadas por dos americanos, Hansen y Arking, como procedentes de la reflexión de una nube formada por partículas esféricas con un radio de cerca de 1 u m y un índice de refracción de 1,45 ± 0,02. En 1973, A.T. Young ae los Estados Unidos aportó más argumentos convin¬ centes, al. tener en cuenta ésta y otras evidencias, de que las partículas de las nubes son soluciones de ácido sulfúrico al 75 por 1Q0 en la parte superior de las nubes (a una altura de 60 km), y una

parte inferior. La hipótesis de Young de que el principal constituyente de las nubes es ácido sulfúrico ha sido sustan¬ cialmente confirmado por las mediciones directas realizadas por las sondas del Pioneer 12; sin embargo, grandes partí¬

culas, al parecer de azufre, fueron halla¬ das junto con las gotitas de ácido! sulfúrico.

Rotación

Muchos observadores al examinar foto-] arañas de Venus obtenidas por medio dej

Ó i

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5 -|2 2

Figura 4. Temperatura de las capas superiores de nubes medida en longitud de onda de 11 /jm, medido en la zona indicada en el gráfico superior.

selaktor elektor «naro/febrero 1980 - 1-03

Figura 5. Desarrollo de un meridiano desde el Ecuador hasta ei Ecuador, indicando la variación de temperatura observada en tres de los canales del radiómetro infrarrojo. Las cifras, junto a cada linea, indican la longitud de onda y la altura.

telescopios en la zona ultravioleta del espectro, habían detectado algunas ca¬ racterísticas cambiantes con el tiempo. Era particularmente interesante la ten¬ dencia de algunos de ellos de repetirse a intervalos de unos cuatro días. La rápida rotación de las capas altas de la atmós¬ fera se hace también evidente al medir la diferencia de desplazamientos Doppler en líneas espectrales entre ejes opuestos del planeta; se detectan así velocidades de cerca de 100 MS*1, lo cual es coherente con una rotación de 4 días.

Posteriormente esta evidencia se hizo más patente al observar las preciosas

Crepúsculo 180*

>185K ¡§ggj<170K

Figura 7. Temperaturas a una altura de unos 100 km, medidas con el radiómetro del Pio¬ neer. La zona de día es sensiblemente más cálida (unos 10° k), que la zona de noche.

fotografías obtenidas por la nave Mari¬ nen-10 en su paso por Venus camino de Mercurio en 1973. La fotografía A es una vista similar tomada en la zona ultravio¬ leta por la nave Pioneer. Una estructura de las nubes que sugiere una intensa circulación zonal aparece en ambos he¬ misferios.

El hecho de que las características en rápido cambio sólo sean visibles en fotografías ultravioleta se supone que es debido a que pertenecen a una delgada capa de nubes situada a unos 90 km de altura, esto es, bastante por encima de la masa nubosa principal.

Debido a la lenta rotación de Venus, como ya hemos indicado, esta rápida rotación de la atmósfera exterior resulta algo sorprendente. En 1969 los nortea¬ mericanos Schubert y Whitehead adelan¬ taron la teoría de que este movimiento se debía al desplazamiento de una onda térmica inducida por el movimiento del Sol con relación a la atmósfera; para demostrar este punto, realizaron un ex¬ perimento consistente en mover lenta¬ mente una fuente de calor por debajo de un anillo de mercurio y demostraron que el mercurio contenido en el anillo se desplazaba en sentido opuesto al de la fuente de calor y con una velocidad cuatro veces superior. Al comparar las características dinámicas de la atmósfe¬ ra exterior de Venus con los resultados obtenidos en el laboratorio con el anillo de mercurio, llegaron a la conclusión que la razón de la velocidad atmosférica a la velocidad aparente del Sol con relación a la atmósfera de Venus, debía ser mucho mayor que el factor 4 obtenido en el laboratorio.

Figura 6. Circulación térmica en le atmósfe¬ ra de Venus. Los niveles superiores de las nubes situadas sobre el Ecuador se calien¬ tan a causa de las radiaciones solares. El aire de esa zona asciende enfriándose. En une pequeña zona cercana el Polo tiene lu¬ gar el efecto contrario.

Infrarrojo

Con el radiómetro infrarrojo instalado a bordo del Pioneer 12 se obtuvieron posteriores indicios de esta circulación. El radiómetro explora el planeta según se indica en la figura 3. En la figura 4 puede verse la temperatura efectiva en la parte superior de las nubes, medida a lo largo como una exploración, según indicaron F.W. Taylor y sus colaboradores en el Jet Propulsión Laboratory. La característica más interesante es la parte de nubes más caliente situada a 79° N, lo cual se interpretó como un claro en la capa nubosa que permitió al radiómetro llegar a niveles más profundos y cálidos de la atmósfera. En la figura 5 pueden verse temperaturas medias para otros niveles, obtenidas con otros canales del radiómetro. En todas ellas se observa el hecho de que a estos niveles las regiones polares son más cálidas que las ecuatoriales. Vistas en conjunto, las medidas indican una circulación que asciende lentamente en una gran parte de las regiones ecuato¬ riales y de latitudes medias y que penetra por una pequeña región cercana al polo (Fig. 6); el aire al descender se calienta y aleja las nubes. Superpuesta a esta circulación giratoria existe un movimiento zonal rápido que

PRESION DE VAPOR DE AGUA (mbarj

Figura 8. Efecto Invernadero descontrolado.

selektor 1-04 • elektor en«ro/f«brero 1980

superficie está siempre por encima de la ; temperatura de ebullición a la presión de i

superficie, no se espera que exista agua ! líquida. Si el agua existiera en Venus en > las mismas cantidades que en la Tierra, sería el principal constituyente de su atmósfera. No estarían presentes otros gases para evitar la disociación debida a los rayos solares ultravioletas, de modo que el hidrógeno se escaparía y el oxígeno se consumiría en distintos pro- ¡ cesos de oxidación en la superficie. La 5 gran cantidad de dióxido de carbono • presente en la atmósfera, en vez de en carbonatos en las piedras, es coherente con esta historia atmosférica. | Se conoce ya bastante de la atmósfera de& Venus para ver que su composición; evolutiva y su estructura física presenta varios problemas interesantes. Nuestra; meta es poder comprender cómo está organizado dentro de la atmósfera de. Venus el transporte de calor con sus!* constituyentes principal y secundario, y|- cómo la atmósfera ha evolucionado hasta su estado presente. El análisis de las observaciones del Pioneer está de¬ mostrando ser un gran paso hacia mayo- 1 res descubrimientos. Si podemos resol¬ ver estos problemas sobre la atmósfera de Venus, que es tan diferente de la de la Tierra, un importante resultado sena que ' podríamos abordar los difíciles proble¬ mas de la circulación en nuestra propia atmósfera con más confianza.

El efecto invernadero

Volviendo a la parte baja de la atmósfera de Venus, las mediciones realizadas por las sondas del Pioneer 12, por debajo de las nubes, han demostrado que la atmós¬ fera está formada en un 95 por 100 de dióxido de carbono, siendo el 5 por 100 restante casi todo nitrógeno; como ya se preveía, el vapor de agua está sensible¬ mente ausente comparado con la canti¬ dad presente en la atmósfera terrestre. Una posible explicación de este hecho fue.

tarán el efecto invernadero, con lo* que se producirá un nuevo incremento de tem¬ peratura de la superficie, y el proceso seguirá hasta llegar a un punto de equilibrio En Marte la atmósfera es tan delgada que no se forman nubes significativas con lo que el efecto de cubrimiento de la atmósfera es pequeño. En la Tierra, en estado de equilibrio, la mayor parte del agua está en su forma líquida, mientras que en Venus, en estos supuestos, y debido a que la temperatura de la

hace que exista un contraste muy pe¬ queño de temperaturas entre la zona diurna y la zona nocturna del planeta, de hecho no se ha detectado todavía nin¬ guna diferencia en los datos obtenidos en el espectro infrarrojo por debajo de los 90 km de altura. Algunos indicios de varia¬ ción con la longitud empiezan a despren¬ derse de los datos obtenidos en el citado espectro, que pueden ser debidos a la rápida circulación de zona. Para niveles más altos las mediciones infrarrojas realizadas con el radiómetro por el grupo de Oxford muestran diferen¬ cias significativas entre la zona de día y la zona de noche, tal como se indica en la figura 7, indicando que la circulación en la atmósfera de Venus es diferente de la que tiene lugar a niveles bajos.

dada en 1969 y 1970 en los EE.UU. por Ingersoll, Rasool y De Burgh. Se le llama el "efecto del invernadero fugitivo", y puede describirse con ayuda de la figura 8 que compara las atmósferas de Marte, la Tierra y Venus. Supóngase que las atmósferas empeza¬ ron a formarse de gases procedentes del interior del planeta y que la temperatura de la superficie se debe a un equilibrio entre la radiación solar emitida y las radiaciones de onda larga emitida, mo¬ viéndose en los valores indicados, en ordenadas, en la figura. El vapor de agua y el dióxido de carbono acumulado en la atmósfera debido al efecto invernadero producen un aumento de la temperatura superficial del planeta, eventualmente pueden formarse más nubes, que aumen¬

receptor reflex de onda media elektor enero/febrero 1980 • 1-05

receptor reflex de onda media

Cuando los transistores hicieron su apari¬ ción en la escena de la electrónica, ninguna revista de radio que se preciase dejó de publicar diseños de aparatos de radio, de todo tipo y tamaño, para construir en casa. Debe admitirse, sin embargo, que actualmente no presenta especial interés económico el proponer la construcción de un receptor portátil, cuando existen aparatos procedentes del Extremo Oriente en perfecto estado de funcionamiento y a un precio muy bajo. A pesar de ello, la construcción de un receptor de radio todavía tiene aliciente para aquellas personas que prefieren cons¬ truir en vez de co’mprar, y constituye también una buena introducción a la electrónica para el principiante, ya que el producto final no sólo puede verse (o mejor, escucharse) cómo funciona, sino que es también perfectamente utilizable. Pensando en el principiante, el circuito no debe ser ni demasiado complicado o caro, ni debe requerir el empleo de equipo alguno de comprobación o de técnicas especiales de ajuste. Estas limitaciones impiden la utilización de un circuito superheterodino, con lo que hay que pensar en la utilización de circuitos recep¬ tores más simples, especialmente circuitos TRF, superregenerativos y reflex. En los circuitos TRF se emplean una o más etapas de amplificación de RF (radio¬ frecuencia), sintonizadas con la frecuencia de transmisión de la emisora, seguida de .un detector y de un amplificador de frecuencias de audio (AF). El receptor superregenerativo posee gran sensibilidad debido a su realimentación positiva, pero, a causa de esa misma realimentación, es inestable y difícil de usar. La innovación de los circuitos tipo reflex consiste en que un mismo transistor se emplea tanto para amplificación RF como AF, con lo que se ahorra una etapa de amplificación. Debido a las interesantes características que pre¬ senta, es por lo que hemos elegido el diseño de tipo reflex.

El circuito

La figura 1 es el circuito completo del receptor reflex de MW (Onda Media). La selección de emisoras se consigue sintoni¬ zando el condensador C1 y la bobina L1, arrollada alrededor de un núcleo de ferrita, y que se comporta como una

Este pequeño receptor de onda media es un proyecto perfecto para el principiante, debido a su gran sencillez

antena. A 8 vueltas del extremo inferior, la señal RF es derivada a la base del transistor TI. La impedancia de C2 es muy baja para radiofrecuencias, por lo que el extremo inferior de L1 se puede considerar perfectamente conectado a masa para estas frecuencias. .La señal RF amplificada aparece en el colector de TI; dado que la bobina de choque L2 presenta gran reactancia para radiofrecuencias, la señal no pasa por L2, sino que pasa al diodo detector formado por el conjunto DI, D2, R1 y C2, que demodula la señal AM y elimina la componente de RF restante. La señal de audio que aparece en C2 pasa a través de Llb, que presenta muy baja reactancia para estas frecuen¬ cias, y se dirige a la base de TI; la señal amplificada pasa ahora por la reactancia L2 (baja en AF), hacia C5. La polarización en continua y la realimentación negativa para TI se toman también de este punto a través de R3. P1 es el control de volumen y la señal AF se toma de su cursor y se envía al amplificador de potencia de audio, formado por la etapa conductora T2 y el par complementario T3/T4, que ataca directamente el altavoz.

Construcción

En la figura 2 se dan el circuito impreso y la disposición de los componentes. Es importante ceñirse a esta disposición, ya que, si se realiza alguna modificación, podría producirse un acoplamiento no deseado entre L1 y L2 que puede producir oscilación o falta de sensibilidad, depen¬ diendo del sentido de arrollamiento de L1 y L2. Sin embargo, con la disposición dada no debe presentarse ningún pro¬ blema. La bobina de antena L1 puede bobinarse tanto sobre una varilla cilin¬ drica de ferrita de 0 10 mm, como sobre varilla de ferrita rectangular de 12 mm x 4 mm. En ambos casos la longitud debe estar entre 50 y 75 mm. Como para el ajuste se requerirá el deslizamiento de la bobina a lo largo de la varilla, deberá colocarse un tubo de papel sobre la varilla y la bobina se enrollará sobre éste. Al realizar el arrollamiento de la bobina, debe ponerse especial cuidado en empezar sobre el tubo de papel las primeras 8 vueltas de hilo de cobre esmaltado de 0,2 mm de diámetro y, dejando una vuelta libre para la derivación, Se enrollarán a

1-06 - elektor enera/febrero 1980 receptor reflex de onde medli

Figure 1. Circuito del receptor reflex de on¬ de medie, con configuración muy simple y buen funcionemiento.

Figura 2. Circuito impreso y distribución de componentes. No debe verierse esta confi¬ guración si se desea buen funcionamiento.

continuación las 87 vueltas restantes en la misma dirección. C1 es un condensador de sintonía con dieléctrico sólido de origen japonés. El componente que se ha usado en el prototipo fue un Sanesu tipo 721232, pero existen muchos otros equivalentes. Los pequeños condensadores de sintonía, que pueden obtenerse en muchas tiendas de componentes, constan de dos seccio¬ nes, una de unos 140 a 150 pF y otra de 60 a 80 pF; pero en nuestro caso sólo usamos la de 150 pF. Conectados en paralelo con las secciones principales existen unos pequeños condensadores "trimmer” y se utiliza el correspondiente a la sección de 150 pF para el ajuste. Con respecto a otras posibilidades con¬ viene advertir que, por tratarse de un diseño con un mínimo de componentes, los valores son bastante críticos y sólo deben utilizarse los especificados.

Ajuste

Una vez se ha terminado y comprobado el montaje, se puede poner la radio en marcha, pudiendo sintonizarse las distin¬ tas emisoras por medio del condensador de sintonía. El único ajuste necesario consiste en asegurarse de que la sintonía cubre la banda de onda media, que va de 550 kHz a 1.600 kHz. El procedimiento para ello es muy sencillo: -l.°)Con las láminas del condensador completamente abiertas se ajusta el trim-

Liata de componentes

R1, R2 = 10 k R3 = 150 k R4, R6 - 4k7 R5 - 220 Í2 R7 - 180 k R8 “ 27 k R9 - 1 k8

Condensadores C1 =150 p condensador miniatura de

sintonía con dieléctrico sólido.

C2, C6 = 47 n ■ C3 = 2n2 1 C4, C5, C8 = 2ju2/10 V C7 = IOju/10 V C9, C10= IOOm/10 V

TI = BF 494 T2= BC109C BC549C, o equ. T3 “ BC 107B.BC 547B, o equ. T4 = BC177B.BC557B, o equ. D1.D2 = AA 119 D3 D4= 1N4148

Varios

L1 = Antene de ferrita. (Ver texto) L2=3.3 mH choke r.f. miniatura P1 = 10 k Potenciómetro logeritmlco. 8ÍÍ/200 mW altavoz miniatura a elegir según los gustos personales.

receptor raflex da onda media elektor enero/febrero 1980 • 1-07

En muchos de los circuitos ELEKTOR, los transistores y diodos están señalados solamente como "TUP", "TUN", "DUG" o "DUS”. Esto indica que un amplio grupo de estos componentes puede ser utilizado sin que por ello el circuito vea mermadas sus características de funcionamiento. En este artículo aparecen relacionadas las especificaciones mínimas que deben cumplir, incluyendo tablas de tipos equivalentes. Asimismo, se describen varios procedimientos sencillos de medida que hacen posible averiguar las conexiones y las características aproximadas de un transistor o diodo carentes de numeración.

Fotografíe. Prototipo terminado. Conviene advertir que debe usarse el circuito impreso de le fig. 2 ye que utilizar un circuito más pequeño puede causar problemas.

mer hasta recibir una emisora de frecuen¬ cia conocida y situada alrededor de los 1.600 kHz. -2.°) Se cierran las láminas del condensa¬ dor C1 y se desliza la bobina a lo largo de la varilla de ferrita hasta sintonizar una emisora cuya frecuencia se sepa que es de 550 kHz. aproximadamente. -3.°) Dado que los dos ajustes anteriores se influyen mutuamente, conviene repetir la operación varias veces hasta conseguir cubrir la banda de onda media (MW). -4.°) Fijar la posición de L1 a la barra de ferrita con cera. En aquellos lugares del mundo en que las emisoras transmitan en modulación de amplitud (AM), el lector deberá consultar con las autoridades locales para conocer la banda de emisión.

Conclusión

Una vez realizado el ajuste, podrán reci¬ birse emisoras de toda la banda de onda media. Durante el dia serán sintonizables las emisoras importantes y las locales; por la noche se podrán recibir muchas más, lo que producirá un problema de interferen¬ cias, ya que la selectividad de este tipo de receptor es limitada. Dado que el circuito no está equipado con ninguna forma de control automático de ganancia, el volu¬ men de la señal recibida variará en gran medida con la distancia y según las condiciones de propagación existentes. Esto, sin embargo, sólo ocurre con dise¬ ños de la sencillez de éste. A pesar de ello, el amplificador de audio tiene un nivel de salida suficiente como para escucharlo en el altavoz, y la calidad estará más limitada por el tamaño de éste que por las deficiencias del amplificador. El consumo de corriente del receptor con un volumen medio de sonido será de unos 7 mA„ con lo que una pequeña pila de 9 V., del tipo PP3, por ejemplo, puede durar varios meses. M

Siempre que ello sea posible, los circuitos de ELEKTOR están diseñados de forma que puedan ser construidos con compo¬ nentes corrientes que no presenten dificul¬ tades para ser encontrados en las tiendas del ramo. De todos es sabido que hay muchos transistores y diodos muy usuales que, aun teniendo diferentes números-tipo, técnicamente son muy similares. A me¬ nudo la única diferencia entre ellos es solamente su encapsulado. En los artícu¬ los de ELEKTOR, estas familias de semi¬ conductores están representadas por las siguientes abreviaturas:

TUP: Transistor Universal PNP (de sili¬ cio).

TUN: Transistor Universal NPN (de silicio).

DUG: Diodo Universal de Germanio. DUS: Diodo Universal de Silicio.

TUP, TUN, DUG y DUS han de cumplir ciertas especificaciones minimas para ser considerados como tales (no pensemos que pueden ser “cualquier viejo transis¬ tor” o “cualquier viejo diodo”). Las especificaciones mínimas pueden verse en

1-08 - elektor enero/febrero 1980 tup tun dug

las tablas 1 a y Ib. Por supuesto, siempre es posible usar un transistor con mejores características que las señaladas.

Algunas medidas sencillas

Es recomendable utilizar siempre semi¬ conductores con su número-tipo clara¬ mente legible y de características conoci¬ das. Sin embargo, los transistores sin numero-tipo se pueden adquirir más bara¬

Eksiguiente paso consistirá en localizar las conexiones del emisor y del colector. El polímetro se colocará en la escala de mayor resistencia, y las puntas de prueba tocarán a las dos patas restantes que sabemos no corresponden a la base. Si el transistor es de tipo NPN y el medidor señala una resistencia muy alta (fig. le), significa que la punta de prueba negativa está conectada al colector y la positiva al emisor. Invirtiendo las conexiones (fig.

tos, y con unas sencillas pruebas se puede saber de qué tipo es. La primera prueba nos servirá para conocer si el transistor es de tipo PNP o NPN, asi como para localizar la patilla correspondiente a la base. Necesitaremos un polímetro preparado para medir resis¬ tencia y en la escala más baja de medida. La punta de prueba positiva se conecta a una de las patas del transistor (fig. la). Con la punta de prueba negativa tocare¬ mos una a una las dos patas restantes. Si el medidor señala en ambos casos una resistencia baja, el transistor es probable¬ mente de tipo PNP, y la punta de prueba positiva está conectada a la base. Si el medidor señala una resistencia baja con una sola de las dos patas restantes, el transistor es probablemente de tipo NPN, y la punta de prueba negativa está conectada a la base. Si el medidor no señala en ningún caso baja resistencia, la punta de prueba posi¬ tiva ha de conectarse a alguna de las otras dos patas, y repetir todo el proceso. Habiendo ya entonces localizado la cone¬ xión de la base y el probable tipo (PNP o NPN), hay que hacer una doble prueba más de acuerdo con la figura 1 b. Para el tipo NPN, la punta de prueba negativa ha de conectarse a la base y la positiva a las otras dos patas, una por una. El medidor debe señalar aproximadamente la misma (baja) resistencia en ambos casos. Invir- tiendo las conexiones de las puntas, hemos de encontrar una resistencia alta también en ambos casos. Para el tipo PNP, las dos primeras medidas han de dar resistencia alta, y las otras dos han de dar una resistencia baja.

figura 1. Un sencillo método de encontrar el tipo (PNP o NPN), y de everiguar las pati¬ llas emisor, base y colector de un transistor desconocido.

Figura 2. Un sencillo método de estimar el factor de amplificación de corriente de un transistor desconocido.

Id), hemos de medir una resistencia relativamente baja. Si el transistor es del tipo PNP, los resultados de las medidas son los contrarios. Si en alguna de las pruebas se encuentra una resistencia cero entre dos patas del transistor, será porque exista en él un cortocircuito interno y por tanto no servirá como transistor. Podremos utili¬ zarlo como diodo, o bien como una forma de puente de conexión muy elegante. Nótese que en las pruebas mencionadas anteriormente, la punta de prueba positiva es la que sale del terminal del polímetro señalado como (+). En la práctica, la tensión en este terminal es negativa, con respecto al terminal marcado con (-), cuando el polímetro está en la posición de medida de resistencias. El procedimiento de medida está basado en esta inversión de polaridad. De forma similar (fig. 2), podemos obtener una indicación de la ganancia en corriente de un transistor desconocido. Para ello colocamos el polímetro en la escala más alta de medición de resistencia; la punta de prueba positiva la unimos al emisor y la

negativa al colector (esto si el transistor es NPN, de otro modo las conexiones han de cambiarse). Si las pruebas precedentes han sido satisfactorias, el medidor ha de señalar una resistencia bastante grande. Ahora colocaremos un dedo entre las patas colector y base del transistor, de forma que exista un flujo de corriente hacia la base a través de la resistencia de la piel. El medidor deberá señalar ahora una resistencia moderadamente baja. Cuanto mayor sea la ganancia de co¬ rriente (y menor la resistencia de la piel, naturalmente), menor será la resistencia comparada con un transistor de calidad conocida y tendremos una indicación d¡ si la ganancia en corriente “medida” con; este procedimiento es suficiente o no.

Especificaciones y ^

equivalencias

En la tabla 2 se relacionan unos cuanta tipos de transistores que cumplen la: especificaciones de los TUN. Por supuestt la lista es incompleta, puede haber má tipos. En la tabla 3 encontramos una lista dt posibles transistores TUP, y en la tabla 4 los diodos que pueden servir como DUG) DUS. Existe otro grupo de transistores de mejoi calidad, que son los BC1O7-BC1O8-BCI0S (NPN) y los BC177-BC178-BC179 (PNP) Las especificaciones minimas se dan en 1; tabla 5 y la lista de equivalencias en 1¡

• tabla 6. A la vista de las especificaciones las principales diferencias estriban en qut los tipos BC107/BC177 son los de mayo; tensión (Vceo = 45 voltios), y los BC109< BC179 son de bajo ruido. Si estas diferen cias no son importantes en un circuito concreto, los diferentes tipos son Ínter cambiables. Las letras A, B o C, que aparecen después ; del número-tipo en estos transistores señalan los diferentes factores de amplifa cación en corriente. Los tipos finalizados con la letra A tienen una ganancia comprendida entre 125 y 260; los tipos í la tienen entre 240 y 500 y los tipos C entre 450 y 900. El BCI09 A no es un equivalente directo del BC109B, sis embargo, en la mayoría de los circuitos prácticos no presentarán diferencia alguna, de funcionamiento. II

Nota importante: Cuando se utilicen Ir tipos equivalentes BC167-168-165 BC257-258-259 o BC467-468-469, ha d prestarse atención a su patillaje ya que le terminales del emisor, base y colecte están en un orden diferente (ver tabla 6¡

tup tun dug dus elektor enero/febrero 1980 ■ 1-09

Tabla la. Tabla 6

Uce0 max Bal

HSmI ai

— u Cd lÜ max DUS Si EUflE MKWIfM 5 pF DUG Ge 20 V 35 mA 100 llA 250 mW 10 pF

I;;' -' Tabla 5!

j Tabla 2.

TUN

BC 107 BC 208 BC 384 BC 108 BC 209 BC 407 BC 109 BC 237 BC 408 BC 147 BC 238 BC 409 BC 148 BC 239 BC 413 BC 149 BC 317 BC 414 BC 171 BC 318 BC 547 BC 172 BC 319 BC 548 BC 173 BC 347 BC 549 BC 182 BC 348 BC 582 BC 183 BC 349 BC 583 BC 184 BC 382 BC 584 BC 207 BC 383

Tabla 3

TUP BC.157 BC 253 BC 352 BC 158 BC 261 BC 415 BC 177 BC 262 BC 416 BC 178 BC 263 BC 417 BC 204 BC 307 BC 418 BC 205 BC 308 BC 419 BC 206 BC 309 BC 512 BC 212 BC 320 BC 513 BC 213 BC 321 BC 514 BC 214 BC 322 BC 557 BC 251 BC 350 BC 558 BC 252 BC 351 BC 559

Tabla 4.

DUS DUG BA 127 BA 318 OA 85 BA 217 BAX13 OA 91 BA 218 BAY61 OA 95 BA 221 1N914 AA 116 BA 222 1N4148 BA 317

IÜP Tüll

NPN PNP

BC 107 BC 177 BC 108 BC 178 BC 109 BC 179

vce0 45 V 45 V 20 V 25 V 20 V 20 V

Veb0 6 V 5 V

max 5 V 5 V 5 V 5 V

le 100 mA 100 mA

max 100 mA 100 mA 100 mA 50 mA

ptot. 300 mW 300 mW

max 300 mW 300 mW 300 mW 300 mW

fT 150 MHz 130 MHz

mir». 150 MHz 130 MHz 150 MHz 130 MHz

F 10 dB 10 dB

max 10 dB 10 dB 4 dB 4 dB

Las letras después del número-tipo Indican la ganancia de corriente:

A: a' (j3, hfe) = 125-260 B: a' =240-500 C: a' = 450-900.

Tabla la. Especificaciones mínimas para los TUP y TUN.

Tabla Ib. Especificaciones mínimas para los DUS y DUG.

Tabla 2. Diversos tipos de transistores que cumplen las especificaciones de TUN.

Tabla 3. Diversos tipos de transistores que cumplen las especificaciones de TUP.

Tabla 4. Diversos tipos de diodos que cum¬ plen las especificaciones DUS o DUG.

Tabla 5. Especificaciones mlnimaa para las fa¬ milias BC 107 -108 • 109 y BC 177 -178 • 179 (se¬ gún el standard Pro-Electron). Obsérvese que el BC 179 no cumple necesariamente las es¬ pecificaciones de TUP (le méx = 50 mA.)

Tabla 6. Diversos equivalentes para las fami¬ lias BC 107, 108,... Los datos señalados son los dados por el standard Pro-Electron. Algu¬ nos fabricantes dan a menudo mejores espe¬ cificaciones para sus propios productos.

üü52B: PNP —1 OBservacion|

BC 107 BC 108 BC 109

BC 177 BC 178 BC 179 •ó ¡ni

•á Pmax =

250 mW

¡El BC 204 BC 205 BC 206

•ó | BC 307 BC 308 BC 309

•ó i BC 317 BC 318 BC 319

BC 320 BC 321 BC 322

(Di lemax = 150 mA

BC 347 BC 348 BC 349

BC 350 BC 351 BC 352

BC 407 BC 408 BC 409

BC 417 BC 418 BC 419 •GL

Pmax = 250 mW

BC 547 BC 548 BC 549

BC 557 BC 558 BC 559

Pmax = 500 mW

BC 167 BC 168 BC 169

BC 257 BC 258 BC 259 <3!

169/259 lemax =

50 mA

BC 171 BC 172 BC 173

BC 251 BC 252 BC 253

•Q 251 .. . 253 bajo ruido

BC 182 BC 183 BC 184

BC 212 • BC 213

BC 214 •<3

lemax “ 200 mA

BC 582 BC 583 BC 584

BC 512 BC 513 BC 514

lemax = 200 mA

BC 414 BC 414 BC 414

BC 416 BC 416 BC 416

■Q. bajo ruido

BC 413 BC 413

BC 415 BC 415 •o;

bajo ruido

BC 382 BC 383 BC 384

■© BC 437 BC 438 BC 439

0: Pmax = 220 mW

BC 467 BC 468 BC 469

i! Pmax =

220 mW

BC 261 BC 262 BC 263 ■0

bajo ruido

DUS DUG

1-10 - elektor anaro/febrero 1980 sistema automático para al cambio de diapoait

ni

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La figura 1 presenta el esquema del cambiador automático. En ausencia de señal de audio a la entrada, TI y T2 no conducen. Si una señal de nivel superior al nivel de continua fijado mediante P1 se presenta a la entrada, el transistor TI conducirá solamente en las zonas en que la señal de entrada supera ese nivel. La salida del emisor de TI es integrada por C2 y T2. La tensión en el colector de T2 será entonces más baja que el umbral negativo del disparador Schmitt NI, con lo que la salida de éste (y, por lo tanto, la entrada de N2) quedará a nivel alto. Al mantenerse alta la entrada de N2 su salida quedará a nivel bajo, y T3 no conducirá por lo que no llegará corriente al relé. Si la tensión de entrada a TI cae por debajo del nivel ajustado por Pl, el transistor TI no conducirá; si la tensión de

entrada a TI permanece baja durante aproximadamente un segundo, T2 tam¬ poco conducirá (debido a la descarga de C2), con lo que la entrada a NI quedará a nivel alto y, en consecuencia, su salida (que es la entrada de N2) quedará a nivel bajo.

Al bajar la entrada de N2 su salida sube haciendo conducir a T3, cuya corriente de colector activará el relé. El cierre de los contactos del relé (que están conectados al circuito de control remoto del proyector) produce el cambio de diapositiva.

Mientras tanto, el condensador C3 se carga a través de R3 hasta que el umbral positivo de N2 sea superado, con lo que la salida de N2 bajará y el relé dejará de conducir, quedando el circuito listo para repetir el proceso. El diodo DI protege a TI de la sobretensión producida por la

bobina del relé durante la desconexión de éste. El potenciómetro Pl ajusta la polarización de base de TI, con lo que determina la tensión de umbral (tensión a la que empieza a conducir TI). Mediante el adecuado ajuste de Pl es posible reproducir música de fondo a un nivel más bajo que el comentario princi¬ pal. Por tanto, Pl debe ser ajustado de tal modo que TI no conduzca cuando sólo esté presente la música de fondo, mientras que conducirá en los pasajes del comenta¬ rio que estén a un nivel mayor. La figura 2 presenta la organización típica de los elementos en la preparación del comentario. Tanto la música grabada como el comentario hablado son mezcla¬ dos y grabados en una cinta magnetofó¬ nica. El circuito cambiador está colocado a la salida del mezclador para comprobar

Figura 1. Circuito del cambiador automático de diapositivas.

Figura 2. Esquema de organización de los elementos para grabar un comentario habla¬ do y musical que acompañe a un programa de diapositivas. Cuando la salida del mez¬ clador caiga por debajo del nivel previamen¬ te fijado, el proyector cambiará de diapo¬ sitiva.

Figura 3. En la reproducción al circuito auto- matlzador está conectado a la salida del magnetofón.

Notas: 1) Magnetófono. 2) Cambiador auto¬ mático. 3) Proyector da diapositivas. 4) Mi¬ crófono. 5) Tocadiscos. 6) Mezclador.

1-12 - elektor enero/febrero 1980 8¡8tama automático para el cambio de diapositivas

que efectivamente se produce el cambio de calibrar el instrumento medidor MI que obtener un nivel de umbral correcto diapositivas durante las pausas. nos dará una medida del nivel de umbral, durante la reproducción. Durante la proyección de las diapositivas El potenciómetro P2 deberá ser ajustado En la figura 4 tenemos el dibujo de la el cambiador automático será conectado a para que el instrumento MI marque placa del circuito impreso y la lista de i la salida del magnetófono (figura 3) o en aproximadamente un cuarto de la escala, componentes. algún otro punto del circuito donde el habiendo ajustado previamente P1. El circuito debe ser alimentado a una] nivel de la señal no esté afectado por Si los niveles de grabación y de reproduc- tensión de 5 V con una intensidad de 18 ) controles de volumen o tono, puesto que ción están correctamente ajustados, no mA (sin contar el relé), el cual puede ser mientras esté conectado el circuito, el serán necesarios ajustes posteriores alimentado independientemente con un nivel de señal no debe ser alterado. cuando reproduzcamos el comentario. Si, sencillo estabilizador zener. Al comenzar la grabación del comentario por el contrario, el nivel de grabación y el Se ha dispuesto una entrada de aliménta¬ los potenciómetros P1 y P2 deben colo- de reproducción son diferentes, tendremos ción independiente para el relé con el fin carse en su posición media. A continua- que ajustar el potenciómetro P1 para de poder utilizar otros relés, cuya tensión ; ción, P1 será ajustado hasta que la de trabajo no esté alrededor de 5V-6V. En • diapositiva cambie tras una pausa, de Figura 4. Circuito impreso y lista de compo- este caso podremos obtener esta alimenta- aproximadamente un segundo, en el co- nentes para ai cambiador automático de ción de la salida de la fuente de alimenta- i mentario. El potenciómetro P2 sirve para diapositivas (EPS 9743). ción previa al circuito de regulación, m f

El preamplificador y el control de amplificador descritos en este artículo ofrecen elevadas prestaciones a bajo costo. Además, el control de amplificador (con controles de volumen, agudos, graves, balance y "anchura" estereofónica) puede utilizarse como una pequeña unidad de control remoto. La conexión con el equipo principal se puede efectuar con casi cualquier longitud de cable apantallado de cuatro conductores.

Tabla 1

Cualidades

- Bajo costo. - Posibilidad de control remoto de volumen,

tono, balance y "anchura"estereofónica. - Acoplamiento óptimo a cualquier fuente de

señal. - Elevadas prestaciones. - Componentes de fácil adquisición.

Características

- Distorsión: 0,03% típica 0.07% máx.

- Relación S/R: entradas lineales 100 dB mínimo. ' entrada fono 95 dB mínimo.

- Sensibilidad: puede ser preseleccionada se¬ paradamente para cada entrada, desda 1,25 mV hasta 1500 mV.

- Impedancia de entrada: fono: 47 K otras entradas: dependiendo de la sensibili¬ dad seleccionada 50... 150 K.

- Nivel de salida nominal: 400 mV (0,03% de distorsión) máx.: IV (0,1% de distorsión).

- Controlas de tono graves: ± 12,5 dB a 63 Hz agudos: ± 10 dB a 12,5 Hz.

El control remoto empieza a ser una cosa corriente. Para coches de juguete, recepto¬ res de televisión, maquetas de aviones o grúas de pórtico, el control remoto es ya tanto indispensable o útil como simple¬ mente “ingenioso”. Dependiendo de la aplicación y de la cantidad de dinero disponible, el enlace del control remoto puede ser por radio (es decir, sin hilos), o puede consistir en una longitud suficiente de alambre, cable o hilo. Para equipos domésticos de Alta-Fideli¬ dad, el control se encuentra en la categoría “útil”: por ejemplo, el ajustar el balance del estéreo ya no ocasiona cinco o seis paseos entre la posición de escucha y el equipo. Por otra parte, mucha gente no quiere gastar en esto una suma de dinero desproporcionada. Por esta razón, para el sistema discrito aqui, se escogió un tipo de enlace relativamente barato: un cable apantallado de cuatro conductores. Esto ha llevado, en cierto modo, a un diseño no convencional de varias unidades, según se muestra en el diagrama de bloques ífigura 2)

En los circuitos convencionales (figura 1), el conmutador selector de entrada, está situado normalmente a la entrada del circuito de control del amplificador (B). En este caso, una' de las entradas que se pueden seleccionar, es un previo para plato (A) que incrementa el nivel de salida de una cápsula magnética hasta el nivel de las otras fuentes de entrada e introduce la adecuada ecualización I E C (RIAA). Al selector de entrada le sigue un control de volumen y una etapa separadora que excita a los controles de tono.

1-14 • elektor enero/febrero

En el diseño descrito aquí, la disposición de la fuente de alimentación para el circuito de control es bastante complicada, lo que podía ser incluso un inconveniente si se ha incluido una etapa separadora entre los controles de volumen y tono. La solución elegida consiste en utilizar un potenciómetro, de control de volumen, de valor bajo, apropiado para la conexión directa al circuito de control de tono, y colocar la etapa separadora en la entrada del control de volumen. La etapa separa¬ dora puede combinarse con el preamplifi¬ cador y alimentarse de la forma normal. Una ventaja más de este sistema es que el cable largo se ataca asi,' con una fuente de baja impedancia. Sin embargo, el sistema está empezando a separarse drásticamente de las prácticas normales. Volviendo al diagrama de blo¬ ques de la figura 2: el hecho de que la etapa separadora y el preamplificador hayan sido combinados (A) significa que todas las señales de entrada deben alimen¬ tar a esta combinación. El conmutador del selector de entrada debe ser capaz de trabajar con ambas señales de niveles alto y bajo. Para lograr esto, se necesita un conmutador adicional situado en el bucle de realimentación. Sin embargo, esta complicación puede transformarse en una ventaja adicional: el circuito puede aco¬ plarse óptimamente a cualquier fuente de señal de entrada, por selección de resisten¬ cias de valor fijo y/o redes de ecualiza- ción. De esta forma, se puede conseguir una relación señal-ruido sumamente buena y un margen de sobrecarga muy elevado. El siguiente punto a considerar es el enlace a la unidad de control remoto (B). Desde que se ha incluido en una pequeña unidad separada el control completo del amplificador, ésta debería necesitar nor¬ malmente dos conductores apantallados para la entrada, dos conductores apanta¬ llados para la salida, y dos conductores

Figura 1. Diagrama da bloques de un siste¬ ma convencional preampllflcador/control da amplificador. El preempliflcador se utiliza sólo para cápsulas magnéticas.

Figura Z Diagrama da bloques del preco. Todas las entradas alimentan a través de atenuadores al reamplificador (A); el control de amplificador (B) está conectado con el preamplificador medianta un cable apanta¬ llado de cuatro conductores.

para alimentación: positivo y masa. Si se! tiene un poco de cuidado en el diseño, la pantalla del cable se puede usar como masa. Esto significa que se necesita unf cable apantallado de cinco conductores, jj Sin embargo, el cable apantallado del cuatro conductores es más fácil de obtener! -se emplea para la conexión del magnetó-f fono al amplificador del equipo- asi que sel tiene que encontrar alguna manera paraf eliminar otra de las conexiones. La solu¬ ción elegida consiste en emplear una§ alimentación “fantasma". I Para expresar esto de forma sencilla -una! descripción más detallada se dará más! adelante-, las resistencias de colector y losi condensadores de acoplo de la etapa finali del circuito de control están montadas enf la placa de circuito impreso del preamplifi ® cador. Esto significa, en efecto, que el positivo de la alimentación y la salida del,* circuito de control utilizan el mismo! conductor y ya no se precisa una conexión?* separada para el positivo de la alimenta-i

' A o

¡fia-

La descripción del sistema dada hasta el momento da la impresión de que los circuitos son bastante complejos y sofisti¬ cados, lo cual pudiera hacer pensar en que el sistema es también crítico o caro o ambas cosas. En realidad, sólo se utilizan seis transistores por canal, para el sistema completo (preamplificador y sistema de control). Ver figura 3. Cuando se han utilizado tan pocos compo¬ nentes para un sistema relativamente complicado cabe esperar que los compro¬ misos adoptados afecten al funciona¬ miento. En realidad las especificaciones de este sistema son tan buenas (tabla 1), que se ha hecho una buena elección, incluso para los que no estén buscando las

ventajas del control remoto: no hay ninguna razón por la que ambas unidades no pudieran ser montadas en una caja para su utilización como un sistema convencional.

Preamplificador

Los requisitos básicos de diseño para el preamplificador han sido detallados arriba. En resumen, todas las señales de entrada tienen que ser dirigidas a esta unidad que ha de estar acoplada a las fuentes de señal, mediante el empleo de atenuadores fijos en la entrada y de un conmutador adicional en el bucle de realimentación; además tiene que tener una baja impedancia de salida para atacar

Figura 3. Diagrama dal circuito del preco (un canal). El preamplificador (figura 3a) se describe en este articulo, el circuito de con¬ trol (figura 3b) se deacribiró en la Z‘ parte.

al cable largo y a los controles de tono. ¡El amplificador utilizado necesitará algo más que dos transistores! Los requisitos son: elevada ganancia en lazo abierto, incluso cuando tiene una carga de baja

1-16 - elektor enero/febrero 1980

impedancia, y la posibilidad de suminis- | trar bastante potencia. En la figura 3 a se muestra el circuito, j R1...R5 constituyen los atenuadores de entrada, seguidos a continuación por el conmutador del selector de entrada (SIa). Esto se describirá con detalle más ade¬ lante. El transistor de entrada (TI ) es del tipo PNP y trabaja con una corriente de colector bastante baja (100 mA). De esta forma, se elimina el ruido de muy baja frecuencia (1/f) y se obtiene una relación señal-ruido extremadamente alta. El voltaje a través de R7 y R9 es el voltaje base -emisor de TI es decir, 550 mV aproximadamente. Ya que la corriente a través de esas resistencias -es práctica¬ mente idéntica a la corriente que pasa por R8, la caida del voltaje total en R9, R7 y R8 también es fija: 3 V aproximadamente. La corriente de colector de este transistor viene determinada por el valor elegido para R20, ya que la caída de voltaje en esta resistencia debe ser también 550 mV aproximadamente. El valor dado (R20 = 5K6) fija la corriente de colector en 100 A. Esta corriente pasa por el circuito de realimentación en corriente continua (Rll y R12) y produce una caida de voltaje en estas resistencias de aproxima¬ damente 8,5 V. Esto significa que el voltaje en corriente continua a la salida (emisor de T3) tiene un valor de aproxima¬ damente 3 + 8,5 = 11,5V. Este valor es relativamente independiente de las varia¬ ciones del voltaje de alimentación. La etapa de salida de gran potencia está formada por los transistores T2, T3 y T4. T2 y T3 pueden ser considerados como un “supertransistor" y T4 se puede considerar como un choque de impedancia negativa (girador), que suministra la corriente continua de colector, de forma que esté siempre disponible para excitar la carga y el bucle de realimentación. El “super-transistor” tiene uno o dos pequeños vicios de funcionamiento. Su transconductancia efectiva (esto es, la relación entre la corriente de salida y el voltaje de entrada) es enorme, asi que con cualquier carga razonable puede dar una ganancia de voltaje extremadamente ele¬ vada (miles). Esto significa que no hay que desdeñar la realimentación interna: la impedancia de entrada se reduce drástica¬ mente y el efecto Miller debido a la capacidad colector-base de T2 puede cau¬ sar un pronto incremento gradual de la atenuación en lazo abierto con el incre¬ mento de la frecuencia. Ninguno de estos vicios de funcionamiento tiene serias consecuencias con tal que uno se man¬ tenga fuera de ellos. En realidad se debería haber empleado un generador de intensidad como carga de colector para el supertransistor. En el circuito utilizado aquí, T4, R17, R18 y R21 actúan como un generador de co¬ rriente de aproximadamente de 5 mA. Sin embargo, añadiendo C9 se da al circuito un mejor comportamiento como choque, para que el preamplificador sea relativa¬ mente insensible al rizado de la alimenta¬ ción. Además, cuando se conecta la fuente de alimentación no se producen tránsitos

bruscos, poniéndose en funcionamiento suavemente.

Los componentes R22... R26, C12 y Z1 forman parte realmente del circuito de control, por lo que serán descritos más tarde. Los restantes componentes (RIO... R16, C3... C7 y Slb) constituyen el bucle de realimentación.

Acoplamiento a la fuente de señal

Como se mencionó anteriormente, el preamplificador se puede acoplar a cual¬ quier fuente de señal dada, por medio del atenuador de entrada y de un conmutador en el bucle de realimentación. Es ahora el momento de estudiar exactamente cómo funciona. En la posición 1 del selector de entrada, sólo está conectada la red básica de realimentación. Esta consiste en dos sec¬ ciones, Rll, R12, R18, C4 y C5, por una parte, y RIO y C3 por la otra. La transformación básica estrella-trián¬ gulo de la primera sección, muestra que ésta es equivalente a una resistencia de 130K entre los emisores de Ti y T3, cargando el emisor de T3 con una

preco

resistencia extra de 42K para polarización. | La influencia de los condensadores seg omite por el momento. Despreciando C3, | R 10 (68 K) está conectado en paralelo con , la resistencia simulada de 42K, dando una j? resistencia total de 68K//42Kar26K. Esto . indica que la ganancia es aproximada- ; mente 6. | Esta ganancia básica es suficiente para 1 prevenir sobrecargas en modo común del ¡ primer transistor: la sensibilidad nominal ; de entrada es aproximadamente 30... 40 mV. Las fuentes con señales de alto nivel ¡ se dirigen, por medio de conmutador, a los j atenaudores de entrada adecuados; los ■ valores mostrados (R1 = 100K, R2 = 10K) : dan una sensibilidad de 400 mV aproxi- madante. El condensador C2, juntamente j con R7 y R9 constituye un filtro de HF (al- ] ta frecuencia) y anulan el incremento de la , atenuación de la frecuencia, en la ganan- | cia de bucle abierto. C4 proporciona un j incremento adicional de la atenuación con ¡ la frecuencia. j

Una entrada plana de alta sensibilidad j (por ejemplo, micrófono) se obtiene qui- j tando el atenuador de entrada e incremen-; tando la ganancia en el bucle cerrado.' Como un ejemplo se puede considerar el | selector de entrada en la posición 2. Se; sustituye R3 por un conductor y R4 puede! tomar el valor 3K3 para una impedancia i de entrada baja. Simultáneamente R14, ; mediante el conmutador SI b, se conecta al ¡ circuito. Si se elige un valor de 3K3 para R14, la ganancia vendrá determinada por la resistencia aparente de 130K y la también aparente de 42K en paralelo con RIO y R14, es decir, aproximadamente ¡ 2K9; la ganancia toma así un valor de 45 aproximadamente, presentando una sensi¬ bilidad de 4... 5 mV. Con valores muy pequeños de R14 (por debajo de 330) se obtendrán sensibilidades muy altas y ruido audible. Una solución mejor en este caso podría ser el empleo de un transformador de micrófono. La posición 3 del conmutador selector de entrada es para utilizarla con cápsulas magnéticas, R5 se emplea para fijar la impedancia de entrada correcta. El cir¬ cuito de realimentación incluye ahora R15, R16, C6, C7 y C8. Estos componen¬ tes dan dos de las constantes de tiempo de ecualización; la tercera se determina por esa red juntamente con Rll, R12 y R13. R15 determina la sensibilidad de esta entrada, el valor dado (270) proporciona una sensibilidad nominal de entrada de 5mV, apropiada para la mayoría de las cápsulas ("High-output” (de alto nivel). Un valor más bajo para R15 (por debajo de 68 n) proporciona una senbilidad más alta (hasta 1,15 mV) y un valor más alto (hasta 470) proporciona menor sensibili¬ dad. Aplicando los mismos principios se po¬ drían ecualizar reproducciones de cinta. Sin embargo, en la placa de circuito impreso no está prevista esta posibilidad.

En la segunda parle de este artículo se dará una descripción del circuito de control, placas de circuito impreso y detalles de construcción.

fotografía de Kirlian elektor enero/febrero 1980 - 1-17

La fotografía Kirlian no es un invento reciente, ya que viene siendo utilizada desde hace unos 50 años. El equipo básico de Kirlian consiste en una placa de metal, que está conectada a una fuente de C. A. de alto voltaje. Encima de la placa se coloca una lámina de material aislante, sobre la que está depositada la placa fotográfica, con la emulsión hacia arriba. El objeto a fotografiar se coloca sobre la emulsión fotográfica, y la placa es expuesta durante unos segundos, para después revelarla del modo normal. La fotografía Kirlian da los resultados más positivos cuando se fotografían objetos vivientes, tales como las propias manos del fotógrafo, hojas, flores, insectos, etc., muchos partidarios de la fotografía Kirlian pretenden que ésta es una señal del aura síquica del sujeto. Sin embargo, una explicación más razonable es que el efecto se debe al contenido de humedad del objeto fotografiado. las cámaras Kirlian disponibles comer¬ cialmente son extremadamente caras. Puede construirse, por una parte de su costo, un dispositivo casero de parecidas prestaciones.

Generador de alta tensión

La electrónica de la cámara Kirlian consta, simplemente, del generador de alto vol¬ taje, su circuito de disparo y la fuente de alimentación asociada. El voltaje necesa¬ rio para la fotografía Kirlian es superior a los 20 kV., y el modo más simple de generar este voltaje es haciendo uso de una bobina de encendido de coche, que se puede adquirir muy barata en un des¬ guace. La bobina es gobernada por el circuito de la figura 1, que es, básica¬ mente, similar a un típico circuito electró¬ nico de encendido excitado por transistor. Cuando el punto X está a tierra, TI se pone en conducción, y pone en conduc¬ ción a T2, pasando la corriente a través del primario de la bobina. Si se aplica un impulso positivo al punto X, TI y T2 pasan al corte, y la corriente a través del primario de la bobina decae rápidamente. Esto provoca un alto voltaje inducido en el primario de la bobina, que se fija a unos 200-240 V. por el diodo zener Dz. La relación de vueltas primario/secundario de la bobina hace que este voltaje sea elevado a alrededor de 20 kV. en el’ terminal secundario de AT de la'bobina.

fotografía = de Kirlian , La fotografía Kirlian tiene poco en común con la fotografía

convencional. La película no se expone ópticamente a través de un sistema de lentes, sino

colocando el objeto a fotografiar en contacto con la película y sometiéndolo a un fuerte campo eléctrico de c.a. Este artículo

describe la construcción de una

económica cámara-experimental de Kirlian.

Circuito de disparo

El circuito de disparo (fig. 2) consiste en un multivibrador astable construido alre¬ dedor de IC1. La entrada no-inversora de 1C1 se polariza alrededor de los dos tercios de la tensión de alimentación, más o menos la tensión de histéresis dada por R3. Si C1 (o C2) está descargado inicial¬ mente, la salida del amplificador operacio- nal será alta, cargando C1 a través de R4 y P1 hasta que la tensión en el condensador exceda la tensión en la patilla 3 del Cl, entonces la salida bajará. Cl se descargará entonces a través de R4 y P1 hasta que la tensión en Cl caiga a la (nueva) tensión de la patilla 3. Cuando la salida del operacio- nal aumenta. TI. se corta, éste hace cortarse a T2 y se dispara el generador de alto voltaje. -La frecuencia del multivibrador puede ajustarse por medio de P1 y por el cambio de Cl por C2. Esto puede ser particular¬ mente interesante cuando hacemos foto¬ grafía Kirlian en color, ya que cambiando la frecuencia del campo eléctrico varia el color de la fotografía final.

Fuente de alimentación

El circuito puede ser alimentado por una batería de coche de 12 V., o, como muestra la fig. 3, para alimentación de red se puede construir una fuente estabi¬ lizada sencilla. El generador de alta ten¬ sión requiere una alta intensida, pero no tensión estabilizada, así que su tensión de alimentación se toma deí punto V b. La alimentación estabilizada, de baja intensi¬ dad, para el circuito de disparo, viene dada por un regulador formado por un diodo zener D4 y un transistor serie, T3.

Construcción

En la figura 4 viene dada la placa de circuito impreso y la disposición de los componentes para el generador de alta tensión. La resistencia R3 no es necesaria en esta aplicación y se sustituye por un hilo de conexión. El diodo zener Dz está formado por una cadena de zeners de 1W, no siendo crítica la tensión de cada diodo, siempre que la tensión zener total sume entre 200 y 400V. Se aconseja usar seis zeners de 36 V ó 39 V. En la fig. 5 se da la placa de circuito

1-18 - eiektor enaro/febrero 1980 Fotografía de Kirlianj

Figura 1. Diagrama del circuito del genera dor de alta tenaión que es básicamente un circuito de encendido eetimuledo por tran¬ sistor.

Figura 2. Circuito de disparo. Es un multivi- brador estable, que genera un tren de impul¬ sos, para gobernar el generador de alta ten¬ sión. La frecuencia de oscilación puede va¬ riarse con P1 y SI.

Figura 3. Fuente da alimentación para la cá¬

mara Kiriian.

Figura 4. Placa de circuito impreso y dispo¬ sición de componentes para el generador de elta tensión, fig. 1 (EPS 4523).

Figura 5. Place de circuito impreso y dispo¬ sición da componentes correspondientes, ai circuito de disparo y a la fuante de alimen¬ tación, figuras 2 y 3. (EPS 9831).

Figura 6. Vista del prototipo de cámara Kir¬ iian, con la caja desmontada.

fotografía de Kirli

Lista de componentes. Figura 4.

Resistencias:

R1 = 47 n /I W R2 = lOOíi/IW R3 = hilo conductor R4, R5 = 33C/10W

Semiconductores: D1...D4 = 1N4148 Dz = combinación de diodos zener,

con un voltaje zener total entre 200 y 240 V/1 W (ver texto)

TI = BD 242 T2 = BU 111

Varios: L1, L2 = bobina de encendido (12 V) 5 conectores faston

Lista de componentes. Figura 5.

Resistencias:

R1, R3 = 47 k R2 = 22 k R4, R5 = 10 k ' R6 = 2k2 ¿0* R7, R8 = 1 k R9 = 1k2 P1 = potenciómetro 100 k/lin.

Condensadores:

C1 = 560 n C2 = 100 n C3, C4 = 4700 n /25 V C5 = 10 n /10 V C6 = 47 u /10 V

Semiconductores:

DI, D2 = diodo 50 V/5 A (silicio) D3 = 1N4148 D4 = diodo zener de 8V2/400 mW TI = BC 557 B T2 = BC 141 T3 = BC 547 B IC1 = 741

Varios:

Trl = transformador 2 x 12 V/1.5 A 51 = SPDT 52 = DPST

impreso y la disposición de los componen¬ tes para el circuito de disparo y la fuente de alimentación. Las únicas conexiones necesarias entre las dos unidades son para conectar el punto X del circuito de disparo al punto X del generador de AT, y para conectar las salidas “O” y “ + ” de la fuente a las entradas rm y +Ub del generador de AT. El primario de la bobina de encendido se conecta a los terminales de salida del generador de AT y el terminal de alta tensión de la bobina se conecta a la placa metálica.

En vista de los altos voltajes generados, deben tomarse grandes precauciones con el alojamiento de los circuitos, las fig. 6, 7 y 8 dan una indicación del tipo de construcción que se puede adoptar. La caja completa para el prototipo se fabricó de lámina acrílica, que es la más adecuada por sus propiedades aislantes. Se empleó una lámina de 5 mm. de espesor que es el mínimo consecuente con un buen aisla¬ miento y una razonable resistencia mecᬠnica. La tapa y los laterales de la caja deben formar una sola unidad, montán¬ dose el circuito en la base (desmontable).

La placa de metal es una pieza de alumino de 300 por 200 mm. y entre 1 y 2 mm. de espesor. La conexión de AT a la placa está hecha perforando y avellanando un agujero de 3 mm. en una esquina de la placa e introduciendo un tornillo con la cabeza avellanada de forma que quede nivelada con la placa. Las tuercas pueden pegarse con un punto de soldadura, como muestra la figura 9.

Para mantener un buen aislamiento la tapa de la caja no debe ser atravesada por ningún agujero, por eso la placa de aluminio debe unirse a la cara inferior de la tapa usando un adhesivo de epoxy. Para conseguir buena adherencia, la lámina acrílica deberá desbatarse con papel esme¬ ril en los puntos donde se va a aplicar el adhesivo.

Finalmente, para evitar la posibilidad de una descarga eléctrica en los bordes de la tapa, las uniones entre esta, y las caras laterales de la caja han de sellarse con goma de silicona. Todos los componentes con la excepción de SI, S2, P1 se montarán en la base de la caja, que puede estar unida a la pieza tapa-laterales, por una bisagra en uno de los lados de la caja.

Uso de la cámara Kirlian

Para evitar que la luz impresione (“vele") la película fotográfica, la fotografía Kirlian debe efectuarse en total oscuridad. Se puede utilizar cualquier tipo de película fotográfica, tanto monocroma como de color, pero la placa ha de ser de tamaño suficiente para acomodar el objeto que se va a fotografiar. La película se coloca con la emulsión hacia arriba en la tapa de la caja. El objeto a fotografiar se coloca entonces sobre la pelicula y se sujeta mediante un pedazo de lámina aerifica. Si se va a fotografiar una mano humana, ésta se sitúa simplemente con la palma hacia

-20 • elektor enero/febrero 1980 fotografía de Kirlian

Advertencia

Debido a los altos voltajes usados para la fotografía Kirlian, se pondrá gran cui¬ dado en la construcción y utilización de la cámara Kirlian. Aún a riesgo de ser repetitivos insistiremos en que la tapa aislante de la caja debe ser por lo menos de 5 mm. de espesor y sin agujeros en ella, y las uniones en los bordes de la tapa deben estar bien sellados. No deben ser utilizados tornillos metálicos en esta parte de la construcción. Los controles P1, SI y S2 se aislarán adecuadamente mediante botones, ejes de plástico, etcétera.

La cámara nunca debe accionarse con la caja desarmada, puesto que el contacto con la placa metálica o terminal de AT de la bobina podría acabar en un serio shock eléctrico. Nunca utilice la cámara en condiciones de humedad, especialmente no intente procesar la película en el cuarto oscuro al mismo tiempo que utiliza la cámara, ya que usarla con las manos húmedas puede producir la descarga.

Finalmente, se recomienda que la cámara Kirlian no sea usada por alguien que padezca de ataques al corazón.

Figura 8. Dimensiones de la cámara Kirlian.

Figure 9. Muestra de la conexión de AT e la placa de aluminio.

Figura 10. Fotografíe Kirlian de una hoja fresca. Tiempo de exposición de 2 segun¬ dos, frecuencia 50 Hz.

Figura 11. Fotografía Kirlian de tres hojas secas, tomada con los mismos valorea de exposición que en la figura 10.

abajo sobre la película, no siendo obvia¬ mente necesario nada para fijarla.

La cámara se dispara entonces con un tiempo de exposición entre 1 y 5 segun¬ dos, después de lo cual se revela la película de forma normal. No se dan detalles del revelado de la película por estar fuera del alcance del artículo, y se supone que a los lectores que deseen experimentar con la fotografía Kirlian, les será familiar el proceso fotográfico normal. Cuando se toman fotografías en color la frecuencia de disparo ejerce un efecto sobre el color predominante de la fotogra¬ fía; este efecto puede ser experimentado mediante la variación de P1 y SI.

Las figuras 10 y 11 muestran la clase de resultados que pueden esperarse. La figura 10 es una fotografía Kirlian de una hoja fresca, tomada con un tiempo de exposi¬ ción de 2 segundos a una frecuencia de 50 Hz. mientras que la fig. 11 es una foto de tres hojas secas, tomada con las mismas condiciones de exposición.

Bibliografía

J. O. Pehek, H. J. Kyler, D. L. Faust: Image modulation in corona discharge photography, Science, oct. 1976. Vol. 194 n.° 4262, p, 263. . h

tren de vapor elektor enero/febrero 1980 - 1-21

+Ub=9V Lista de componentes

Resistencias: Rl2= 27 k Rl = 4k7 R13= 10 k

xDUS R2 = 1 k R14= 10 k R3 = 330 í2 R15 = 8k2

* R4 = 470 Í2 Rl6= 27 k C6

HHa jp □ 2n7

R5 = 4k7 R17 = 390k

R6 = 470 Í2. R18= 270k

R7 = 10k R19= 10 k R16[SI , R8 = 470 k R20 =100 k

C5 X Rg = 6k8 R21 = 270 k

RlO= 10M P! - 4k7 lin. 680p pU RTi = 330 k P2 = 10 k, ajustable

T 0 -' Condensadores:

C-i - 220 ¡i, 15 V

r- 1 C2 “ 100 n C3 = 8n2

\nLDR! C4 = 33 n

X C5 = 680 p

T ! C6 = 2n7 Semiconductores:

Lo i C7= lOn Ti,T2,T6.T7,T8 = TUN

C8 = 10 n T3,T4,T5 = TUP

Cg=2n7 D1,D2,D3 = DUS

r*’1 ■ ^ ^ |

l'.; ,lte ¡9 h- x (f íllí

"T liáte: ’

Figure 1. Esquema ge¬ neral del circuito de tren de vapor.

Figura 2. Esquema de la fuente de alimentación.

Figure 3. Circuito impre¬ so e implantación de componentes.

1-22 ■ elektor enero/febrero 1980 silbato de tren de vapor I

silbato de tren de vapor

Muchos trenes a escala todavía funcionan "a vapor". Para conseguir un mayor realismo, muchas locomotoras incorporan un dispositivo de producción artificial de humo. Con el circuito explicado en este artículo, se podrá añadir además el sonido del silbato típico de los trenes a vapor.

En general, la imitación electrónica de sonidos de la vida real no se consigue tan fácilmente. El análisis de un sonido específico por medio de un osqloscopio o, mejor aún, por medio de un analizador de espectro, nos convencerá de la gran complejidad de ese sonido. Con este aparato tenemos completa información de

ruido ha de modular al oscilador, y la forma de hacerlo se ha determinado experimentalmente. Suponiendo que la brusca excitación del silbato de vapor da origen a fuertes sobretonos, el oscilador deberá consistir en cierto tipo de multivibrador, que produzca una forma de onda con flancos

+Ub=15V

Figura 1. Esquema del silbato de tren de vapor. Obsérve¬ se el poco corriente circuito de realimen¬ tación.

El circuito En la figura (1) puede verse el esquema teórico del circuito. Al ser producido el sonido de una máquina real por el escape regular de vapor sobrante, para realizarlo artificialmente necesitaremos un genera¬ dor de ruido. Tanto la subida y bajada de nivel sonoro, así como su ritmo, se controlan por medio de un multivibrador astable y un conformador de impulsos. La salida del generador de ruido T6 se amplifica por medio de los transistores T 7 y Tu. El nivel de ruido se ajusta con el potenciómetro P2. Los transistores Ti y T2 forman el multivibrador astable que pro¬ duce una onda cuadrada. El ritmo del "sonido de vapor” puede variarse con el potenciómetro P|. Aco¬ plando el eje de este potenciómetro al control de velocidad de la locomotora situado en su transformador de alimenta¬ ción, podrá quedar controlado automáti¬ camente el ritmo por la propia velocidad del tren. En el caso de que este acopla¬ miento fuera difícil de realizar en la práctica, puede sustituirse el potencióme¬ tro Pt por una célula LDR (resistencia dependiente de la luz), para lo cual cualquier modelo corriente nos sirve. Colocaremos una lamparita adecuada en paralelo con la alimentación al tren, y junto con la célula LDR formaremos un paquete compacto y protegido contra cualquier otra influencia luminosa proce¬ dente del exterior. La intensidad luminosa de la lamparita dependerá así de la velocidad del tren; ella controlará el valor resistivo de la célula LDR y asi el ritmo sonoro seguirá los aumentos o disminuciones de la veloci¬ dad. Para que este control sea lo más exacto posible, será necesario probar con lamparitas de diferente potencia hasta conseguir la más adecuada. Los condensa¬ dores C2, C3 y C4 actúan como conforma¬ dores de impulsos, modificando la onda cuadrada producida por el multivibrador astable. Los impulsos actúan llevando a saturación al transistor T5 con gran rapidez, y a corte con mucha mayor lentitud. En un corto período de tiempo, el transistor Ts lleva hasta la salida a la señal de ruido amplificada, quedando posterior¬ mente reducida esta amplificación. La señal de salida puede llevarse posterior¬ mente a un amplificador externo para ser reproducida en un altavoz.

La alimentación El circuito puede alimentarse por medio de una pila de 9 voltios. Si se desea una alimentación a través de la red, en la figura (2) se ofrece un alimentador ade¬ cuado para ello. M

la onda sonora, con sus componentes de frecuencia y las amplitudes relativas, pero a pesar de ello, su imitación electrónica sigue siendo complicada. Una imitación muy precisa requiere siempre gran canti¬ dad de circuitería.

Sin embargo, una imitación aceptable simplifica mucho las cosas, y el circuito puede ser sencillo al no tener que hacer exactos cálculos de componentes. La forma ideal de diseñar un circuito de este tipo es a base de pruebas y cambios, hasta conseguir el sonido más similar posible al que buscamos.

El circuito

Dos aspectos del circuito ya los conoce¬ mos de antemano, Primero, el silbato produce un tono, o sea que el corazón del circuito ha de ser un oscilador. Segundo, el silbato emite el sonido en forma de soplido, o sea que necesitaremos también un generador de ruido. Este generador de

razonablemente puntiagudos. El oscilador de onda cuadrada seleccionado para este circuito es el 709, con realimentación positiva y las compensaciones necesarias. El generador de ruido es la unión base- emisor de un transistor NPN polarizado inversamente. Con la tensión de alimenta¬ ción de 15 V esta unión trabaja en la zona de ruptura o avalancha (zener), produ¬ ciendo gran cantidad de ruido. La resisten¬ cia R, limita la corriente para proteger al transistor Tr Debido a que el ruido se inyecta directamente al oscilador por su patilla de realimentación, la onda cua¬ drada por él producida es modulada en su frecuencia de forma irregular, y el sonido generado adopta la forma de chirrido penetrante muy parecido al silbato real de un tren de vapor. El tono puede variarse cambiando los valores de los condensadores. La influen¬ cia del generador de ruido puede limitarse o ampliarse variando R^ (dentro de unos

silbato da tran da vapor elektor enero/febrero 1980 • 1-23

límites, sino sólo conseguiremos producir un sonido estridente).

Posibilidades de conmutación

Debido al hecho de que cualquier pertur¬ bación en el circuito tiene influencia en el tono generado, no es posible conmutar electrónicamente el silbato actuando en la línea de realimentación. Una forma buena de conmutación sería cortocircuitar los puntos A y B, ya que de esta forma perturbamos la polarización del circuito 709 y la oscilación cesa de inmediato. Estos dos puntos A y B se pueden puentear manualmente con un pulsador, pero es más efectivo y real dejar que sea la locomotora quien efectúe esta conmuta¬ ción. Para ello puede utilizarse una célula LDR (resistencia dependiente de la luz) en dos modos de operación: que el silbato suene cuando la LDR se ilumine o que lo haga cuando a la LDR le falte la luz. La

Figura 2. El conmutador óptico para el silba- to. el cual puada responder a la iluminación u oscurecimiento de la LDR.

Figura 3. Placa da circuito Impreao e implan¬ tación da componentes incluyendo el con¬ mutador óptico.

figura 2 muestra el circuito que engloba ambas configuraciones. Cuando se quiere que el silbato suene por iluminación de la LDR basta con el circuito formado por Tr Si ha de funcionar cuando la LDR se oscurezca, necesitaremos añadir además T3y Rir En la placa de circuito impreso reproducida en la figura 3 pueden in¬ cluirse las dos posibilidades. Para el primer paso habrá que eliminar T, y colocar un puente entre la base y el colector. La colocación de la LDR es muy impor¬ tante. Cuando la oscuridad hace funcionar el silbato, las condiciones de iluminación han. de ser muy fuertes para pararlo. Un tren de vapor real hace sonar su silbato justamente al entrar en un túnel y hasta que sale. Si colocamos la LDR entre las vías justo antes del túnel conseguire¬ mos que nuestro tren haga lo mismo. También podremos poner la LDR antes de un paso a nivel (también entre las vías). De

esta forma el realismo es casi total. En ocasiones un instante de sombra no producido por el paso del tren puede disparar el circuito. Habrá que actuar entonces sobre la sensibilidad (retocando R12) para evitarlo. Cuando el nivel luminoso en la habitación donde está colocado el tren no sea muy grande, será preciso iluminar más directa¬ mente la LDR (con un flexo u otro procedimiento).

Todo lo mismo podemos decir para el caso de que se desee que el silbato suene al iluminarse la LDR: para disparar el silbato la LDR ha de recibir una luz directa bastante grande. H

3 Lista da componentes

Resistencias:

Rl, R2.R4-R8'Rio “ 220 k R3 =1k8 R5 = 68 k R6 = 1k5 R7 = 22 k Rg = 22 k, ajustable R-11 = LDR 03 Rl2 = 47 k. ajustable R13=150k

Condensadoras:

Ci = 0.033 p Cj “ 0.47 p C3-0.27 p C4= 47 p/15 V C5 = 470 p C6 = 22 p C7 = 500 p, 16 V C8= 1 p, 15 V Cg- 10- p, 15 V

Semiconductoras:

t/m T3 = TUN Dt «DUS ICi ■= 709

1-24 - elektor enero/febrero 1980 medicionee standard para amplificadoras da audio]

para :i;vv v

A la hora de comprar equipos de audio, las especificaciones dadas en folletos y anuncios por el fabricante resultan ser a menudo lastimosamente engañosas. Frecuentemente los consumidores no entienden la "jerga" técnica; además, los fabricantes tienden a hacer hincapié en los datos que hacen parecer bueno su producto y, si acaso, incluyen las demás especificaciones en letra pequeña. La confusión resulta completa cuando toda clase de nuevas invenciones son incluidas en una lista adicional de especificaciones técnicas. Por ejemplo, "Cresta instantánea de potencia musical, un solo canal". El American Institute of High Fidelity (IHF) publicó recientemente una nueva norma sobre "Métodos de Medida para Amplificadores de Audio". Algunos de sus más importantes puntos son tratados en este artículo.

mediciones standard amplificadores de audio

Los números son una importante caracte¬ rística en nuestra sociedad. Toda clase de cosas son expresadas en cifras. Con tal que la cosa en cuestión pueda ser medida objetivamente y exista algún tipo de escala de referencia no hay problema. Las distancias son medidas en kilómetros o millas; los precios, en libras o dólares (una escala fluctuante, ésta); los terremotos son medidos de acuerdo con la escala de Richter, etcétera. Expresar la “calidad” de esta manera es bastante difícil. La calidad se asocia usualmente a una evaluación subjetiva de la suma total de todos los aspectos buenos y malos del artículo en cuestión. Los problemas aquí sonv en primer lugar, identificar todas las características impli¬ cadas-, en segundo lugar, encontrar una manera de medirlas; finalmente, evaluar¬ las de forma precisa (es decir, determinar la importancia de cada una a la hora de calcular la “calidad” global). Cuando hay que evaluar equipos de audio de alta fidelidad no existe tal medición de “calidad” global. El cliente interesado en comprar equipos de calidad se ve forzado a hacerse con listas de especificaciones técnicas suministradas por varios fabri¬ cantes diferentes, cada uno de ellos inten¬ tando vender su propio producto. El cliente potencial debe entonces decidir: 1) ¿Contienen las listas de especificacio¬

nes toda la información de importancia para evaluar los equipos, sin omisiones y/o “rollo”?

2) Supuesto que los datos de las listas de especificaciones son resultados de algu¬ nas medidas, ¿son adecuados y están definidos de forma precisa los procedi¬ mientos de medida?

La segunda cuestión se refiere al hecho de que algunos fabricantes parecen dedicar más tiempo a encontrar “agujeros” en las normas existentes que en diseñar bien un equipo. El resultado ha sido la “inflación de hojas de datos”, a la que han sido forzados a sumarse incluso fabricantes bien intencionados. La primera cuestión es aún más funda¬ mental: ¿es posible definir una serie de medidas que cubran todas las facetas de la “calidad? y, si es así, ¿contiene la lista de especificaciones todos los datos necesa¬ rios, sin ningún “adorno” innecesario? La respuesta, lamentablemente, es nega¬ tiva. La evaluación final de calidad es hecha por el oído humano y todavía no ha sido encontrado ningún conjunto de me¬ dida del cual pueda extraerse un “factor de mérito” que esté de acuerdo con la

*«J redición!

decisión del oído en todos los casos. Obviamente, ésta es una situación bas-l tan te poco satisfactoria. Por el momento,|| los investigadores están concentrados en¡| tres problemas principales: ¿qué aspectos, de funcionamiento estamos olvidando! medir? ¿Cuál es la importancia relativa de! los aspectos que nosotros medimos real¬ mente? ¿Mide todo el mundo los mismos aspectos de la misma manera? Es esta última cuestión el tema artículo. Las nuevas normas de medición IHF especifican qué aspectos de funciona¬ miento deben ser medidos y cómo medir- ¿ los. No tratan de dar especificaciones» mínimas, como en la famosa (e infame)! norma DIN 45.500. Un amplificador! puede (y debería) ser “medido conforme a la norma IHF-A-202”, pero no tiene sentido decir que “cumple las normas IHF”. I

IHF-A-202 1978 f

En los doce años que han pasado desde i que la última norma para amplificadores f IHF (IHF-A-201, 1966) fue presentada al f público han sucedido muchos cambios en | el diseño de amplificadores. Los nuevos 1 “Métodos Standard de Medida para Am- ; plificadores de Audio” están basados en la : teoría y práctica actuales. Es improbable que estas normas demuestren ser la última ; palabra: los desarrollos futuros harán probablemente necesaria una nueva revi- , sión en el plazo de diez años. Sin embargo, mientras tanto, la nueva norma debería ' hacer más significativas que nunca las í; listas de características de amplificadores. / La tabla adjunta presenta todas las carac- ■? terísticas que deben ser medidas (28 en total). Se ha hecho una clara distinción entre características primarias y datos • secundarios. Para evaluar amplificadores con arreglo a las normas IHF, todas las > características primarias deben ser presen- i tadas. Además, los datos o características | secundarios deben ser presentados con tal J que estén basados en medidas hechas j conforme a esta norma. En este articulo, i las normas serán tratadas en tres seccio- j nes: J 1. - Potencia, vatios y no vatios. 2. — Distorsión. i 3- Limites y particularidades.

Los vatios en una norma

La potencia de salida, característica de un amplificador, es todavía una de las prime¬ ras cosas que un probable comprador mira. Los fabricantes lo saben. Se requie-

mediciones standard para amplificadoras de audio elektor enero/febrero 1980 - 1-26

1

Figura 1 - señal de prueba standard IHF.

Tabla 1

Características primarias que deben figurar en el protocolo:

Para amplificadores de potencia:

1. Potencia media de salida continua. 2. Sobrecarga dinámica. 3. Respuesta de frecuencia 4.. Sensibilidad. 5. Relación ponderada de señal/ruido A.

Para preamplificadores:

1. Respuesta de frecuencia 2. Máximo voltaje de salida 3. Distorsión armónica total. 4. Sensibilidad. 5. Relación ponderada señal/ruido A. 6. Máxima señal de entrada 7. Impedancia de entrada

Potencia media de salida continua

, 1. Potencia media de salida continua 2. Sobrecarga dinámica 3. Respuesta de frecuencia

. 4. Sensibilidad. 5. Relación ponderada señal/ruido A.

' 6. Máxima señal de entrada - ,7- Impedancia de entrada

Datos secundarios que pueden ser dados a discreción:

; I. Sobrecarga de recorte. 2. Impedancia de salida. 3. Factor de amortiguación de anchura

de banda. 4. Factor de amortiguación de baja

frecuencia. 5. Relación señal/ruido CCIR/ARM.

• 6. Respuesta del control de tonos. 7. Frecuencia de corte del filtro.

' 8. Pendiente de filtro. 9. Respuesta de cruce.

10. Frecuencia de cruce ponderada A. 11. Frecuencia de cruce CCIR/ARM.

: 12. Distorsión de intermodulación SMPTE.

13. Distorsión de intermodulación IHF. 14. Tiempo de recuperación a sobrecarga

transitoria. 15. Factor de respuesta. 16. Carga reactiva. 17. Carga capacitiva 18. Separación. 19. Diferencia de respuesta de frecuen¬

cia 20. Error de desplazamiento de ganan¬

cia 21. Error de desplazamiento de control

de tonos.

ren, por tanto, estrictas normas sobre el método de medida y la descripción del resultado. En el futuro, las especificacio¬ nes de potencia de salida serán dadas en vatios o en “dBW”, en donde 0 dBW equivale a una potencia de salida de referencia de 1 vatio en la resistencia de carga de referencia. La dBW es una escala logarítmica de medida de potencias; nos da el número de dB en que la potencia de salida excede el valor de 1 vatio. Así, 100W resultan ser 20 dBW, 250 mW son -6 dBW. El uso del dBW puede parecer un desacierto a aquellos que gustan de los grandes números (200 vatios “suena me¬ jor que” 23 dBW), pero es una especifica¬ ción mucho más realista.

Potencia media de salida continua

La potencia media de salida continua de un amplificador es la potencia que es enviada a una carga dada cuando el amplificador es atacado por una señal

i senoidal en una línea de entrada. La correspondiente característica del amplifi-- cador debería ser válida en todo el ancho de banda especificado y con la distorsión armónica total especificada, sjn “letra pequeña”, en las líneas de “1kHz, 1096 THD” (THD = distorsión armónica total). La característica de potencia se obtiene midiendo el valor RMS (valor eficaz) del voltaje de salida y calculando a partir de él la potencia correspondiente. Si un amplifi¬ cador de potencia es ensayado con más de una impedancia de carga, entonces, la potencia media de salida continua debe ser determinada separadamente para cada impedancia de carga. Las demás “reglas del juego” son como sigue: - Todos los canales deberían operar bajo

idénticas condiciones, en otras palabras, para un amplificador stereo ambos canales son atacados por la señal al determinar la potencia de salida.

- La impedancia (s) de carga especificada, el ancho de banda especificado y la distorsión armónica total especificada deben figurar como parte de la especifi¬ cación de potencia de salida.

- Antes de esta medición, el amplificador debería funcionar durante una hora a un tercio de la potencia media de salida continua especificada (¡caliéntelo “a modo”!, eso agradaría a los fabricantes de disipadores).

- Para la medición, la onda senoidal debe ser aplicada durante un período de al menos cinco minutos.

- El porcentaje especificado de distorsión armónica total debe ser válido para todas las potencias de salida desde -6 dBW (250 mW) hasta plena carga, en todo el ancho de banda especificado. Esto quiere decir que amplificadores con baja distorsión a plena carga, pero con terrible distorsión de cruce a bajo nivel (ésta es más importante en la práctica), están sentenciados a caerse de narices.

Sobrecarga dinámica

Una especificación muy usada en la

propaganda moderna es “potencia musi¬ cal”. Da más vatios que la “potencia

continua” y es idealmente apropiada para la licencia poética. La potencia musical se supone que es el número de vatios que un amplificador puede entregar durante cor¬ tos períodos. La cuestión es: ¿cómo de cortos?

La idea original era bastante razonable. Un amplificador con una fuente de ali¬ mentación simple y no estabilizada es capaz de entregar un montón de potencia durante un corto período (esto es, hasta que el voltaje de la fuente cae). La música consiste habitualmente en crestas cortas de alto nivel, con una potencia media que es aproximadamente 17 dB menor (músi¬ ca de un programa medio). Por lo tanto, un amplificador con una especificación de potencia continua de 20W y una especifi¬ cación de “potencia musical” de 100 W puede muy bien sonar tan bien, tan limpio y tan fuerte como un amplificador con ambas especificaciones de potencia conti¬ nua y musical de 100 W. Lamentable¬ mente, no hay procedimiento de medición standard para determinar la especificación de “potencia musical”. La nueva forma IHF retiene la idea, pero elimina la confusión. En vez de especificar la “potencia musical” en vatios, introduce una especificación de sobrecarga dinámica en dB y, sobre todo, especifica el método de medida. - Se utiliza una señal de prueba con un

periodo de 500 ms, un ciclo de trabajo del 4 96, una frecuencia de 1 kHz y una diferencia de nivel de 20 dB, en otras palabras, la señal de 1 kHz que está en su nivel normal durante 480 ciclos; es elevada entonces 20 dB durante 20 ciclos y vuelve otra vez al nivel normal durante otros 480 ciclos, etc. Los cambios de nivel deben suceder en los pasos por cero de la señal de 1 kHz (un circuito simple para producir esta señal se describe en otra parte de este número).

- El amplificador está cargado con la (s) impedancia (s) de carga especificada y atacado por esta señal de prueba, aplicada a la entrada de linea.

- La salida del amplificador es observada en un osciloscopio y el nivel de entrada se ajusta al máximo valor que no produzca recortes en las crestas de la señal durante los intervalos de + 20 dB.

- El voltaje de salida durante los interva¬ los de + 20 dB es determinado y la correspondiente potencia de salida es calculada; la razón entre este valor y la potencia media continua, expresada en dB, se denomina “sobrecarga dinᬠmica”.

Veamos un ejemplo: supongamos que la potencia media de salida continua medida es 40 W ( = + 16 dBW); la potencia de salida que corresponde a una señal de prueba IHF sin distorsión es de 50 W (= + 17 dBW); la sobrecarga dinámica es 1 dB (sorprendentemente bajo). El período de 20 ms. de nivel alto es más que adecuado: las crestas en música y palabra raramente duran más de 10 o 15 ms. Además, es prácticamente imposible que tales crestas sucedan a intervalos de medio segundo.

1-26 - elektor enero/febrero 1980 mediciones standard para amplificadores de audio

Sobrecarga de recorte

Bien, vamos a dar a los chicos de la publicidad alguna “sobrecarga”. Vamos a refrescar nuestras memorias: la potencia media de salida continua debe ser cierta en todo el ancho de banda y al nivel de distorsión armónica especificado. Será posible, a menudo, obtener un más alto nivel de salida a 1 kHz; este nivel se especifica como el “punto de corte” de amplificador, esto es, el punto en el cual el recorte de las crestas de la onda empieza a ser apreciado en un osciloscopio. El nivel de “sobrecarga de recorte”, de acuerdo con las normas IHF, tiene el mérito especial de ser expresado en dB. Un ejemplo. La potencia de salida conti¬ nua de un amplificador es 40 W (+16 dBW), pero a 1 kHz es posible obtener una onda sinusoidal sin deformación aparente en el osciloscopio a 45 W (+16,5 dBW). La sobrecarga de recorte debe ser especifi¬ cada como 0,5 dB (si algún publicitario se siente inclinado a ello). Si no se especifica frecuencia alguna, debería ser realizada a 1 kHz. Pueden ser usadas otras frecuencias, con tal que sean especificadas. Es también permisible reali¬ zar la medida sobre una banda de frecuen¬ cias. Nótese, sin embargo, que, para cada valor dado, la sobrecarga de recorte debería ser especificada para todas las impedancias de carga especificadas.

Carga reactiva Esto si es algo nuevo en especificacio¬

nes para amplificadores. Es sabido que muchos amplificadores alcanzan todas sus especificaciones oficiales trabajando sobre carga resistiva, pero empiezan a hacer cosas horribles cuando son cargados por un altavoz. “Cosas horribles” en el sentido de que cualquier intento de operar a máxima potencia con un altavoz activa de forma breve, pero audible, los circuitos incorporados de protección. Este efecto es especialmente notable a frecuencias cerca¬ nas a la de resonancia del altavoz. Una posible solución al problema sería usar un altavoz de referencia en vez de una resistencia de carga y medir la distorsión como una función de la fre¬ cuencia bajo condiciones de plena carga. Sin embargo, hay aquí un pequeño pro¬ blema. ¿Dónde se obtiene un altavoz de referencia que soporte potencia continua sinuosidal “a toda mecha" sin acabar dejándonos para ir al cielo donde van los buenos altavoces? Es un error común pensar que un altavoz de 40 W soportará en realidad 40 W de potencia continua en todo su rango de frecuencias. ¡No, señor! Está diseñado para trabajar con la señal de salida en música o palabra de un amplifi¬ cador de 40 W. Y esto es, definitivamente, algo distinto.

Se requiere una solución diferente. ¿Y usar un circuito de carga que tenga similares características (para bajas fre¬ cuencias en particular) a un altavoz? Puede verse un circuito apropiado en la figura (2). Básicamente, esta red (especifi¬ cada en las normas IHF), “parece” un altavoz en cuanto al amplificador se refiere. Se trata de un circuito oscilante paralelo, amortiguado con una resistencia

en serie, la frecuencia de resonancia es 50,3 Hz. El máximo desplazamiento de fase es: + 39°, a 40 Hz y 63 Hz, respectivamente. El procedimiento de me- ¡ dida es como sigue: se aplica una onda

! sinusoidal de 40 Hz y se determina el nivel de salida que corresponde a una distorsión armónica total del 1 96. I Esta prueba se repite a 63 Hz. El más bajo de ambos niveles se utiliza para obtener una medida de potencia. La razón entre esta medida de potencia y la potencia media continua, expresada en dB, es la especificación de potencia reactiva. Como mucho, esta característica sería 0 dB; normalmente será negativa.

Carga capacitiva •

,5Vaya!, lo siento, pero los chicos del IHF olvidaron ésta. Es una lástima, sin em¬ bargo: los altavoces electrostáticos son bastante comunes en instalaciones moder¬ nas. Una prueba similar a la descrita arriba, usando una red de características similares (para altas frecuencias en parti¬ cular) a un altavoz electrostático, produ¬ cirá resultados altamente interesantes en muchos casos. Caballeros del IHF, ¿pode¬ mos nosotros ofrecerlos un pequeño cir¬ cuito para ello? Vean la figura (3).

Otra especificación favorita. El que tiene menos es el mejor, o eso querría uno creer. La cuestión es: ¿cómo se obtienen I cifras de baja distorsión? Por buen diseño, o por.... Vamos a ver que especifican las normas IHF.

Distorsión armónica

El más conocido, viejo y fácilmente medible tipo de distorsión. Sin embargo, las cifras obtenidas tienen poca relación con la “calidad audible”, como se dijo antes. Con la llegada de los analizadores de espectro, es posible dar una especifica¬ ción más útil, basada en un procedimiento de medida más realista. Antes que nada.

vamos a citar unas pocas definiciones nuevas (o revisadas). El porcentaje de distorsión del armónico X-ésimo de una sinusoide de frecuencia f ¡ es numéricamente igual a 100 veces la j razón del voltaje RMS (eficaz) de la L componente de la señal de frecuencia Xf al f voltaje de la componente de la señal de | frecuencia f. En términos simples, es la | razón entre los niveles de voltaje RMS del 1 armónico X-ésimo y de la onda funda- f mental, expresado como un porcentaje. Es § permisible especificar la distorsión armó- | nica como una lista de porcentajes con tal I que todos los armónicos, cuya amplitud | exceda el 10 96 de la amplitud del armó- | nico más fuerte, estén incluidos en la lista Jf El porcentaje de distorsión armónica total (THD) de una onda senoidal de frecuencia* * f es (¡tome aliento!) numéricamente igual a 100 veces la razón de la raíz cuadrada de la suma de los cuadrados de los voltajes RMS de cada uno de los armónicos, al voltaje RMS de la onda fundamental. Una fórmula parece más simple:

96 THD = 100 x XJ+Xj+,

Como antes, todos los armónicos con amplitud mayor del 10 por 100 del armónico más fuerte tienen que ser incluidos. Una variación de este tema es el porcen¬ taje de distorsión armónica total ponde¬ rada (WTHD). Básicamente se utiliza la | misma fórmula con una diferencia: los jg factores X2 son multiplicados cada uno | por un factor de ponderación que trata de j| expresar el valor de “molestia” subjetiva | de ese particular armónico. Sin embargo, los factores de ponderación no están especificados por el IHF y, así, una medida ; ; de distorsión ponderada (WTHD) puede . sólo ser evaluada si el fabricante especifica su sistema de ponderación. | Las tres medidas de distorsión armónica v presentadas antes están todas basadas en mediciones realizadas con un (costoso); analizador de espectro. Un tradicional (y relativamente barato) medidor de distor¬ sión puede aún ser utilizado, con tal que los resultados obtenidos sean especificados como el porcentaje de distorsión armónica total más ruido (THD + N) que es exacta¬ mente lo que es. ft De las cuatro medidas de distorsión I armónica descritas arriba, al menos una f;: debe ser incluida en las especificaciones de un amplificador de potencia; como se dijo antes, esta especificación es parte inteá| grante de la especificación de potencié media de salida continua. Para preamplificadores, la especificaciós de distorsión armónica total se define. como el valor más grande de distorsión armónica total medido en las terminales1 de salida a cualquier frecuencia dentro del ancho de banda especificado. La medición debe ser realizada para cada entrada bajo las siguientes condiciones: - Nivel de señal de entrada (entradas de

linea): 2,0V (= +6dBV). | - Nivel de salida también 2,0 V. f - Nivel de señal de entrada para entrada

de pick-up dinámico: 20 mV a 1kHz,

madicionas standard para amplificadoras de audio elektor enero/febraro 1980 - 1-27

siendo ajustado el nivel con la frecuen¬ cia conforme a la inversa de la ecualiza- ción normalizada.

- Nivel de señal de entrada para entradas de bobina móvil: 2 mV a 1 kHz, otra vez ajustados siguiendo la curva de ecuali- zación.

En definitiva, un procedimiento bastante realista.

Distorsión de intermodulsción

SMPTE distorsión de intermodulación. (SMPTE-IM). Es la muy conocida medi¬ ción de distorsión 1M, usando ondas senoidales de $0 Hz y 7 kHz en razón de 4:1. En nuestra opinión es un test comple¬ tamente inútil, puesto que no proporciona ninguna información más que la medición THD. Sin perder más el tiempo, sigamos hasta el IHF distorsión de intermodula- ción. (IHF-IM). Dos ondas senoidales fj y f7 de igual amplitud y con una diferencia constante de frecuencia de 1kHz son aplicadas a la entrada. Los porcentajes de los componentes de la distorsión (IHF-IM) son dibujados en una gráfica en función de la frecuencia central 1/2 (f, + fj). Se especifican cinco curvas, correspondiendo a niveles de salida de -12 dB, -9 dB, -6 dB, -3 dB y 0 dB con respecto al nivel de salida de referencia. Un juego completo de cinco curvas debería ser dado para todas las impedancias de carga especificadas (sección de amplificadores de potencia) y para todas las entradas (sección preampli- ficadora, entradas de pick-up atacadas a través de una red inversa de corrección de frecuencias). Por otra parte, nunca necesitan los autores de publicidad devanarse los sesos para encontrar un número suficiente de ilustra¬ ciones. Es también permisible especificar la IHF- IM en cifras. En ese caso, se especifica el más alto porcentaje encontrado para cada impedancia de carga y para cada entrada. ¿Qué es exactamente el porcentaje de distorsión IHF-IM? Solamente las componentes de intermodu¬ lación de la segunda a la quinta son medidas, definidas tal como sigue: - Segundo orden: f ± f - Tercer orden: 2f ± f y f, ± 2fr - Cuarto orden: 2f, ± ZÉ. - Quinto orden: 3f, ± 2f¡y 2f, ± 3fy De estos 12 componentes, sólo aquellos cuya frecuencia es menor que 20 kHz y cuya amplitud excede el 10 por 100 de la amplitud de la componente más fuerte de intermodulación son incluidos en el cálculo final. El valor RMS de estos componentes es calculado y dividido por el valor RMS de la señal compleja de entrada (f, + f). El resultado expresado como un porcentaje es la medida de distorsión IHF-IM.

Distorsión a intarmodulación anta transitorios (TIM)

Recibe una mención honorífica en la norma IHF: es una forma de intermodula¬ ción dinámica que puede ser asociada con amplificadores con realimentación que usan compensación con retraso interno, y es causada por la respuesta no lineal (limi¬ tación de rapidez) de uno o más de los

pasos de ganancia dentro del lazo de realimentación, bajo condiciones que in¬ cluyen un rápido cambio en la tensión de entrada. Sin embargo, la norma no especi¬ fica un procedimiento de medida, sola¬ mente nos informa de que “varios méto¬ dos han sido propuestos en la literatura. Cualquiera de estos puede ser usado con tal que el método sea especificado junto con los resultados de la medición”. La habilidad de un amplificador para reproducir rápidos cambios en la tensión

■de entrada puede, sin embargo, ser me¬ dida. El factor de respuesta se define como la razón de la más alta frecuencia que puede ser aplicada a la entrada de un amplifica¬ dor al nivel que produce la salida especifi¬ cada a 1 kHz, y es reproducido con aceptable linealidad hasta 20 kHz. El procedimiento de medida es como sigue: El control de ganancia se pone al máximo (en amplificadores) o para dar un aumento de ganancia de + 12 dB (en preamplifica¬ dores). Una onda sinusoidal de 1 kHz se 1 aplica a la entrada (cada entrada es medida.,, a su vez) y el nivel se aumenta hasta que el nivel de potencia media continua especifi¬ cado (o voltaje de salida especificado, para un preamplificador) se obtiene a la salida. Se incrementa ahora la frecuencia hasta que la distorsión armónica total de la señal de salida sea 1 por 100. La frecuencia a la que esto sucede, dividida por 20 kHz, es el factor de respuesta. En otras palabras, si el nivel del 1 por 100 se alcanza a 10 kHz, el factor de respuesta es 0,5; por otro lado, si el 1 por 100 THD se alcanza solamente para frecuencias superiores a 20 kHz, el factor de respuesta es 1,0. Como todas las pruebas de distorsión, la medición debe ser repetida para todas las entradas y todas las impedancias de carga especificadas, las entradas de cápsula dinámica y de bobina móvil deberían ser precedidas por una red que tenga las características de respuesta inversa de frecuencias. !

Límites y particularidades varias Muchísimas otras mediciones standard son descritas. Demasiadas para este ar- j tículo. Nos limitaremos a las especificacio¬ nes más importantes. La sensibilidad de un amplificador se refiere al voltaje de entrada RMS reque¬ rido para obtener un cierto nivel de salida. Para ser más preciso: el nivel de referencia de salida, es decir, 1 W para una salida de altavoz y 0,5 V para una salida de preamplificador. La medida se realiza a 1 kHz para todas las entradas y con el control de ganancia al máximo. Si hay controles de ganancia (preajustados) inde¬ pendientes para cada entrada, la sensibili¬ dad debe ser medida y especificada en las dos posiciones extremas de este control; primero la máxima sensibilidad, luego la mínima. La máxima señal de entrada es el máximo nivel de señal, en voltios, que el amplifica¬ dor puede amplificar sin recortes en las crestas de la señal. Nótese que esto se aplica a todas las etapas que preceden al control de ganancia (volumen) principal:

la ganancia se reduce progresivamente para evitar el recorte. Es bastante fácil distinguir recorte a la entrada o a la salida usando un osciloscopio: en el primer caso, el ajuste del control de ganancia principal altera el nivel de salida pero ningún recorte resulta visible; si el recorte aparece en las etapas de salida, el único efecto del control de ganancia es alterar la anchura de los recortes (el nivel permanece cons¬ tante). La medición debe ser repetida para un cierto número de frecuencias entre el ancho de banda especificado del amplifica¬ dor y el valor mínimo así obtenido se tomará como la especificación de máxima señal de entrada. Como de costumbre, una red de corrección de respuesta en frecuen¬ cia se utiliza para medir las entradas para pick-ups del preamplificador. Tenemos que reconocer aquí un pequeño fallo. Todas las mediciones relativas a preamplificadores para pick-ups que han sido tratadas antes eran realísticas. Esta, en nuestra opinión, no lo es del todo. Como ya hemos señalado varias veces antes, los márgenes de trabajo de señal de un preamplificador con entradas de pick- up deben ser considerados en los limites de los niveles de señal de entrada teórica¬ mente posibles, esto es, el máximo nivel de señal que puede ser registrado en función de la frecuencia. Para abreviar una larga historia, a frecuencias por encima de aproximadamente 3 kHz, el máximo nivel de señal de entrada, medido conforme al procedimiento IHF, puede descender al ritmo de 6 dB/octava sin afectar el resultado de la medición. Forzar a los fabricantes a especificar el mínimo valor obtenido en todo el ancho de banda especificado podría conducir a “desagra¬ dables comparaciones de inclinación”. La característica de máximo voltaje de salida de un preamplificador es la máxima onda senoidal que puede suministrar en todo el ancho de banda al 1 por 100 THD. Todas las entradas deberían ser medidas, y el control de ganancia debería ser ajustado para dar + 12 dB de ganancia total. Una simple definición con un aspecto intere¬ sante: la salida del preamplificador debe ser cargada por una resistencia de 10 k en paralelo con un condensador de 1 nF ("carga standard de referencia para un preamplificador”).

Relación señal-ruido(S/N)

Un enigma: un amplificador de 100 W anuncia “S/N = 80 dB”. La relación señal- ruido de otro de 40 W se da como de 70 dB. ¿Cuál es más ruidoso? ¿Alguien lo sabe? El que tenga la respuesta correcta puede mandarla a los fabricantes con nuestros saludos. Uno se encuentra con las cosas más disparatadas. ¿Qué les parece ésta? Un amplificador con una relación señal-ruido de menos 60 dB. El núcleo del circuito debe ser un generador de ruido de banda ancha. Las especificaciones de relación señal- ruido son inútiles mientras el nivel de señal fundamental sea desconocido. Este debe ser incluido en las especificaciones dadas, o bien la medida debe ser realizada

1-28 - elektor enaro/febrero 1980 medlclona» standard para amplificadora» da audio

de acuerdo con una norma que especifi¬ que un cierto nivel. La norma IHF toma la segunda opción: la relación señal-ruido debe ser especificada al nivel de referencia de salida (0,5 V para preamplificadores, 1 W para amplificadores). La salida de ruido se mide con ayuda de un “filtro de

4

filiro de ponderación A.

ponderación”. La frecuencia característica de este filtro tiene en cuenta que algunas zonas de frecuencia de ruido son más molestas que otras. La norma IHF especi¬ fica, por consiguiente, la relación señal- ruido ponderada A. Es la relación del nivel de referencia de salida al nivel de ruido de salida ponde¬ rado A, en dB. La medición es realizada en todas las entradas, con el control de ganancia ajustada conforme a las condi¬ ciones de prueba standard (por ejemplo, 0 dB de ganancia total para una entrada de linea). La entrada bajo prueba debe terminar con una impedancia especifi¬ cada: una resistencia de 1 k para entradas de linea, una resistencia de 100 « para entradas de pick-up de bobina móvil, la red de la figura 5 para entradas de pick-up dinámico. Nunca entradas cortocircuita- das (eso no tendría sentido). Estos circui¬ tos especificados son aproximaciones ra¬ zonables al tipo de carga de entrada que normalmente se encontrará en la práctica y así los resultados de la medición son probablemente más realistas que en el pasado. Una buena idea. La norma incluye una advertencia: debe¬ ría tenerse cuidado de que la red que situemos a la entrada no actúe como antena receptora de campos electromag¬ néticos o electrostáticos. No hay que preocuparse: una perturbación de ese tipo daría peores cifras (y no hay fabricante que cometa tal equivocaciónj

5

7*030 S

Una medida similar puede ser realizada usando la red de ponderación CCIR. En este caso, los resultados se denominan “re¬ lación-ruido CCIR/ARM”. Por último, pero no menos importante, el tiempo de recuperación de sobrecarga transistoria de un amplificador es el tiempo requerido por un amplificador para recuperarse de una sobrecarga de 10 dB durante 20 ms., sucediendo con un periódo de repetición de 0,5 segundos.

La señal de prueba de la fig. 1 se aplica a la entrada en cuestión. El control de ganan¬ cia se ajusta para que una entrada a nivel de referencia produzca un nivel de salida 10 dB por debajo de la característica de potencia media de salida continua (o de voltaje de salida, cuando sea el caso). La señal de salida es observada en un osciloscopio; en particular, la porción de ciclo inmediatamente posterior al retorno de la señal de entrada al nivel de referencia. El número de sinusoides que son aún visibles distorsionadas es determi¬ nado; este dato, expresado en milisegun- dos, es el tiempo de recuperación.

En conclusión

Probablemente, la nueva norma tardará un tiempo en introducirse en folletos de propaganda. Puesto que nació en USA, es de esperar que los fabricantes americanos

(y japoneses) sean los primeros en utili-1 zarla. i ¿Y en Europa? Embarazoso silencio. Al pesar de la unidad europea y el Mercado 1 Común, los fabricantes europeos y los* institutos de normalización no han tenido! todavía éxito en poner al día una normal similar a la tratada. Están trabajando enj¡ ello, aportando su esfuerzo, pero allí hay I un retraso notable comparado con la I situación en los Estados Unidos. ¡Vamos,! daos prisa! DIN 45.500 ha muerto. Hace I! mucho tiempo que está enterrada. M tí

Lit.: ' | El documento oficial IHF Standard IHF- « A-202 puede obtenerse en:

INSTITUTE OF HIGH FIDELITY, INC.! 489 Fifth Avenue. £ New York N. Y. 10017. USA. M Precio: $7,50.

1

Los decibelios, sencillamente

El decibelio (dB) es la décima parte del

“belio", pero por alguna razón es el

decibelio la única unidad que se emplea.

¿Quién ha oido hablar alguna vez de los

centibelios o de los milibeljos? El dB se

emplea para especificar la razón de una

tensión, corriente o potencia (entre otras)

con respecto de otra tensión, corriente o

potencia.

El número de decibelios es de 10 o 20

veces el logaritmo de esta razón: 10 veces

se emplea para razones de potencia y 20

veces para razones de tensión o corriente.

¿Por qué es esto asi? En primer lugar,

se emplean logaritmos porque las razones

que se manejan pueden ser muy grandes,

fácilmente de 100.000:1; además, en mu¬

chos casos en que se emplean los dB como

unidad de medida, los cambios significati¬

vos de nivel son aquellos en que la señal es

multiplicada por un cierto factor, asi, por

ejemplo, el incremento “percibido” en el

nivel de potencia al pasar de 10 W a 20 W

es el mismo que el "percibido” al pasar de

100 W a 200 W. En ambos casos se ha

doblado la potencia y esto es lo que

cuenta. Expresadas en dB, ambas razones

son equivalentes a un incremento de 3 dB.

El empleo de decibelios también resuelve

el primer punto; las razones de poten¬

cia comprendidas entre 100.000:1 y

1:100.000 corresponden a la escala, en dB,

comprendida entre + 50 dB y -50 dB (pa¬

ra razones de potencia). Sin embargo, a

pesar de esta “compresión” de la escala,

una razón de 2:1 se expresa claramente

como + 3 dB.

En segundo lugar, la diferencia en los

factores multiplicativos se puede explicar

fácilmente. La potencia (en vatios) corres¬

ponde a una tensión al cuadrado dividida

por una resistencia. Así, por ejemplo, si se produce un incremento de tensión de 1 V

a 3 V, la potencia correspondiente se

incrementará de 1 W a 9 W. Sin embargo, el efecto es el mismo: son dos maneras

distintas de expresar el mismo cambio de nivel. Cuando se emplean dB son sus

efectos los que nos interesan y, por tanto,

es preferible emplear el mismo valor en

dB para indicar ambas razones. En otras

palabras, si la razón de potencias se da en

dB es aconsejable dar la razón de tensiones

al cuadrado. Ya que los dB son logaritmos,

esto equivale a multiplicar por 2 el

logaritmo de la razón, y si los dB de

potencia son 10 x log. de la razón, los dB

de tensión (intensidad, etc.) serán 20 x log.

de la razón.

Basta la teoría. Los decibelios, en la

práctica, tienen ya su propia vida. Aunque

se pueden calcular los logaritmos de las

distintas razones, esto no será necesario en

la práctica. Si se recuerda que suma de

decibelios equivale a producto de razones,

con sólo memorizar unos pocos valores de

dB se podrá calcular virtualmente cual¬

quier razón con un grado aceptable de

exactitud.

¡Vamos allá!

Razón de Razón de

N.° de dB potencias tensiones

0 1:1 1:1

+ 3 2:1 (=1,4:1)

+ 6 4:1 2:1

+ 10 10:1 VTD:I («3:1) + 20 100:1 10:1

Para dar algunos ejemplos:

Una razón de tensiones se especifica

como 32 dB. 32 = 20 + 6 + 6. por tanto, la

razón de tensiones es: 10 x 2 x 2 = 40.

Razón de tensiones de 34 dB. 34 =

20 + 20-6, y la razón es 10 x 10 x 1/2 = 50. Obsérvese que el signo menos significa

que la razón "trabaja" en sentido con¬

trario: 6 dB = 2:1 (= x2), y - 6 dB = 1:2

( = xI/2).

Razón de tensiones de 33 dB. ¿Y ahora,/

qué? Por experiencia, se sabe que I dB es.

aproximadamente, igual al 10 por 100

para tensiones (y 20 por 100 para poten¬

cias), por tanto, 33 = 32 + 1 (o 34 - 1). y la razón será: 40 + 10% = 44 ó 45.

La potencia de salida de un amplifica¬ dor de 60 W, ¿cuánto será en dBW? En

otras palabras, ¿cuál es la razón entre 60

W y el nivel de referencia (I W)? Como

primera aproximación, observamos que 60 W está justo por encima de 50 W y que 50 W = 100 v 2, o sea, en dB = 20-3

= 17. 60 W será un poco más, ¿cuánto

más? Como I dB (en potencias) = 20 %,

50 + 20% = 60. Así 60 W = )8dBW.

generador de funciones elektor enero/febrero 1980 1-29

generador de funciones

La mayoría de los generadores de funcio¬ nes existentes son demasiado caros para el aficionado, y, a su vez, es improbable que use la g'ran variedad de funciones y posibilidades que ofrecen estos generado¬ res de funciones profesionales. El circuito descrito en este artículo, que incorpora un circuito integrado generador de funciones tipo XR 2206, se diseñó para que tuviera las mayores posibilidades a un bajo coste. Aunque no tiene funciones especialmente sofisticadas, ofrece una gran variedad de formas de onda, es simple de montaje y calibración y es de fácil manejo.

Este circuito puede generar formas de onda sinusoidales, cuadradas, triangula¬ res, de diente de sierra y de pulsos rectangulares. Tiene una escala de fre¬ cuencias lineal desde 9 Hz a 220 Khz. Además, la etapa de salida asegura una baja impedancia. Esta salida tiene tres márgenes de amplitud calibrados: 0-10 mV, 0-100 mV y 0-1 V (valores eficaces RMS). El circuito puede calibrarse sin osciloscopio. El diseño es muy compacto para facilitar su montaje en una caja de dimensiones reducidas.

El XR 2206

El esquema utiliza el circuito integrado XR 2206 (Exar) que es un generador de funciones, el patillaje y el diagrama interno de bloques de este circuito inte¬ grado es el VCO (que de hecho es un CCO -oscilador controlado por intensidad- aunque las hojas de especificación del fabricante le llamen VCO). La frecuencia del oscilador está determinada por una resistencia Rext y un condensador Cexl externos al circuito integrado. Una inten¬ sidad de control If medio de conmutadores integrados, a una de las dos salidas de corriente (patas 7 u 8) del circuito integrado dependiendo del nivel lógico de la entrada de selección (pa¬ ta 9) permitiendo así la modulación de la onda por salto de frecuencia (FSK). La salida del VCO (oscilador controlado por voltaje) es amplificada por un transis¬ tor integrado cuyo colector está conectado a la pata 11 y es la salida de sincronismo. En esta salida se obtiene una onda de pulsos rectangulares. Además, la señal del VCO se usa como base para generar las demás formas de onda en el convertidor

i sinusoidal y multiplicador. Las patas 13 a 16 permiten ajustar la forma de onda sinusoidal (factor de distorsión) y la simetría de la onda. La componente de corriente continua en la señal de salida, puede ajustarse por medio de la pata 3. Las formas de onda sinusoidales, triangu¬ lares y de diente de sierra son amplificadas por medio de un seguidor de voltaje cuya salida está conectada a la salida de baja impedancia (pata 2).

La amplitud de la salida seno/triángulo puede ser variada linealmente mediante un voltaje de control aplicado a la pata 1 (AM) del circuito integrado. Esto permite modular la amplitud de la señal del oscilador.

El voltaje entre las conexiones de intensi¬ dad (patas 7 y 8) es de 3V (valor típico) estabilizados en el interior del circuito integrado. Este voltaje de referencia tiene un coeficiente de variación con la tempe¬ ratura muy bajo (6.10"5 V/°C) y, por lo tanto, la estabilidad térmica del oscilador es también muy buena. La intensidad de control If puede variar entre 1 M y 3 »A, sin embargo, se obtiene la estabilidad térmica mejor en el margen de 15mA a 750uA.

La frecuencia del VCO está determinada por esta intensidad I. y el valor del condensador exterior C y a su vez, la intensidad de control se Ajusta por medio de una resistencia Rfentre las patas 7 u 8 y masa. En estas condiciones, las ecuaciones para la frecuencia son:

If '3

f=- c«x.R.x.

(f en Hz, Ifen A, Cexten F, R„,enn)

Como resultado de los cálculos anteriores, se comprueba que la frecuencia no es una función lineal de R sino hiperbólica (ver fig. 2, curva a). Sería posible obtener una aproximación a una función lineal usando un potenciómetro antilogarítmico. Sin embargo, no es necesario, ya que se puede hacer que el control sea lineal (ver fig. 2 curva b) mediante el siguiente artificio: puesto que la frecuencia es

Un generador de funciones es un aparato versátil y extremadamente útil para comprobar, de forma simple, muchos montajes caseros. Es, por tanto, una herramienta básica e indispensable para cualquier aficionado.

1-30 - elektor enero/febrero 1980

1

Figura 1. Diagrama de bloques del circuito integrado, XR 2206.

Figura 2. La principal característica de este ganerador de funciones es su escala lineal de frecuencias, que facilita su manejo.

Figura 3. Esta configuración con el XR 2206, proporciona une eecala de frecuencias casi lineal.

generador de funciones|

directamente proporcional a la intensidad;; que sale de la pata 7, es evidente que un cambio lineal de esta intensidad provocará! un cambio lineal de la frecuencia, reali-g zando el circuito dé la figura 3, formado» por el divisor de tensión R4, P1, P6 y R7,I calculado para que el voltaje Uf en la pata! móvil de P1 pueda variar entre 0, 3 y 3,8l V, logramos una variación lineal de Uf y.p por lo tanto, una variación lineal de Ifyagj que, por la ley de Ohm, la caída de tensióntí en R5 es proporcional a la intensidad IfpS De este modo obtenemos una relación^ lineal entre la frecuencia y la tensión Ufy,|| por lo tanto, podremos conseguir una , escala de frecuencias calibrada lineal-;; mente usando un potenciómetro P1 lineal ;;

3-U. 3-U, I -— ; F= -

R s 3R5Ce

(fen Hz, Uren V, R5en n yCextenF).

Al cerrar el interruptor S2 y haciendo'^? R5 = R6, la intensidad de control se duplica, duplicando con esto la frecuencia fc de VCO. El margen de ajuste de Pll permite variar la frecuencia algo más del una década (p. ej.; 9 a 110 Hz). Un ajuste® de estos límites más preciso puede obte-5| nerse por medio de P6. 1

El generador -I

El esquema del circuito completo de este f generador se muestra en la figura 4. La ? pata 2 es la salida de ondas sinusoidales, triangulares y en diente de sierra, mientras que las ondas cuadradas y de pulsos rectangulares se obtienen en la pata 11. C1 a C4 son los condensadores exteriores fi (Cext) que determinan la frecuencia. La i conmutación de los márgenes de frecuen- Í cia se efectúa por medio de SI. C5, C6 yjj C12 son condensadores de desacoplo. S El divisor de tensión R1/R2 permite introducir en el circuito integrado la mitad |j del voltaje de alimentación, como compo-K nente continua de la onda de salida, a§| través de la pata 3. Como consecuencia, la| componente continua en la pata 2 es*’ también Ub/2 = 6 V. ; La amplitud de la señal de salida puede ser variada por medio de P2 y P3. El ajuste se hace por separado, para la onda sinusoidal por medio de P2, y para la onda triangular y diente de sierra, de P3, para que el voltaje, de pico a pico en los tres casos, sea i el mismo. S3a permite la conmutación* entre ambos potenciómetros. * La simetría de las ondas triangulares y p sinusoidales puede ajustarse mediante ¿- potenciómetro P4, mientras que el facto de distorsión de la señal sinusoidal se ajusta con P5. La conmutación entre las ondas sinusoidales y triangulares se realiza mediante S3b. Al cerrar el interruptor S4, aparece en la | salida A una señal en diente de sierra. La § fuente de intensidad del circuito integrado f será conmutada entre las patas 7 y 8 a una í velocidad igual a la frecuencia de la señal de pulsos rectangulares de la salida B. permitiendo así la modulación automática de la onda. La pendiente del flanco de bajada está determinada por el valor de R8 * que no debe ser menor de 1K. ¡

a elektor enero/febr 3 1980 ■ 1-31

Figura 4a. Circuito completo del generador de funciones.

Figure 4b. Etapa de salida, que garantiza que el generador tenga baje Impedencla de salida y que permite un ajuste preciso del voltaje de salida.

Figura 5. Disposición de componentes y pis¬ tas en el circuito impreso del generador de funcionee. (EPS 9453).

generador de funcione

generador de funciones elektor enero/febrero 1980 - 1-33

La etapa da salida Una de las especificaciones de un buen generador de funciones es su baja impe- dancia de salida y un voltaje de salida preciso y fácilmente ajustable. Ambos requisitos los cumple la etapa de salida de la figura 4b. Las señales sinusoidal, triangular y en diente de sierra proceden¬ tes de la salida A del generador se conectan a la base de TI por medio del interruptor S5. Las señales cuadradas y de pulsos vienen por la salida B del generador que es el colector de un transistor amplificador, interno al circuito integrado (ver fig. 1). R9 es la resistencia de colector de este transistor y al mismo tiempo, junto con RIO, forma un divisor de tensión que limita la amplitud de las señales cuadradas aproximadamente a 4,5 V. Esto hace a la señal de salida de sincronismo compatible con TTL y cortocircuitable, y puede usarse como sincronización de circuitos TTL y para sincronización y disparo de un osciloscopio. TI, que está conectado como seguidor de emisor, transforma la relativa¬ mente alta impedancia de salida del generador (600 n y 2.000 n). Las relacio¬ nes del divisor de tensión formado por

,R11 a R13 son 1,10 y 100, con lo cual se divide la amplitud en tres décadas conmu¬ tables por medio de S6. El voltaje de salida puede variarse continuamente dentro de cada década por medio de P7. La etapa de salida, propiamente dicha la componen los transistores T2 a T5, que forman un seguidor de voltaje acoplado por corriente continua. T2 y T3 forman un par complementario Darlington que asegura una alta impedancia de entrada y una baja impedancia en la salida que ataca al par complementario T4-T5. La alta impedancia de entrada de T2-T3 reduce la carga en P7 y permite usar para C7 un condensador no electrolítico. Por medio de los diodos DI a D3 se aplica un voltaje de polarización a las bases de ambos transistores, que causa una corriente de reposo, de aproximadamente 30 mA. a través de las resistencias de emisor. Este valor reduce efectivamente la distorsión de la etapa de salida. El condensador C9 acopla la señal de salida. La impedancia de la señal de salida, AC, es aproximada¬ mente 5 «, lo cual significa que puede ser conectado directamente a un altavoz. Esta señal AC se puede cortocircuitar.

La fuente de alimentación

La fuente de alimentación (ver fig. 4c) tiene como base un circuito integrador regulador de voltaje cuya salida son 12 V estabilizados. La única conexión externa que se requiere es la del transformador (aproximadamente 15V/ 0 5A). ya que la fuente de alimentación, el generador y la etapa de salida se montan sobre la misma placa. El diodo luminoso (LED) D8 permite la señalización de funciona¬ miento.

El circuito impreso y el panel frontal

El generador completo se monta en una

sola placa de circuito impreso (ver fig. 5), facilitando así considerablemente su cons¬ trucción. La figura 6 muestra una suge¬ rencia para el diseño del panel frontal. Los mandos y controles se agrupan en conjun¬ tos atendiendo a su funcionalidad para facilidad de operación. El indicador de funcionamiento D8 se monta encima del interruptor de potencia. A la derecha está el potenciómetro P1 que controla la frecuencia de la señal. La escala, grande y fácilmente legible, permite un ajuste pre¬ ciso de la frecuencia. El margen de frecuencia puede seleccionarse usando el conmutador. “Hz” (xl, xlO, xlOO, xl .000), es decir, 10-110 Hz. 100Hz- 1.1 Khz, lKHz-llKHz, 10KHz-l lOKHz.

Figura 6. Panel frontal con diseño ergonó- mico que facilita el manejo del generador de funciones.

Figure 7. Cableado de bomas, Interruptores y potenciómetros situados en penel frontal.

Figura 8. El conmutador multicontacto em¬ pleado para seleccionar le forma de onda puede sustituirse por tres interruptores IS3a. S3b, S4 y S5).

Figure 9: Circuito empleado para la calibra¬ ción de frecuencia.

Cualquiera de estas frecuencias puej duplicarse usando el conmutador fx2,< manera que se tienen en total 8 márgen de frecuencia. El conmutador que sele ciona la forma de onda está situado a derecha de los controles de frecuencia. El voltaje de salida es continuamer variable entre 0 a 10 mv, 0 a 100 mv. y ( IV; el margen apropiado puede selecc narse por medio del conmutador mV (> xlO, xlOO); la señal de salida está en 1 bomas “AC" y la de sincronismo en I terminales “SYNC”.

Cableado y montaje

Para mayor facilidad de montaje i

ganarador de funcionas elektor enero/febrero 1980 - 1-35

generador de funciones, véase en la figura 7 el diagrama de cableado. El cableado del conmutador selector de formas de onda parece algo complicado a primera vista. Se requiere un conmutador de 4 polos, 5 posiciones que debe cablearse primero internamente y después soldar las cone¬ xiones al circuito impreso adecuadamente (ver fig. 7). Se recomienda usar cable apantallado para el conmutador S5 para prevenir interferencias de la onda cua¬ drada sobre estos hilos. El conexionado de SI, S2 y S6, asi como de los terminales de salida AC y SYNC, no deben presentar problemas especiales.

Componentes

Se recomienda para P1 un potenciómetro bobinado ya que, generalmente, tienen mejor linealidad que los de carbón. Si ello fuera posible, podría usarse uno de 10 vueltas con reductor, con lo cual el ajuste de frecuencia seria extremadamente pre¬ ciso, pero ha de tenerse en cuenta que este tipo de potenciómetro resulta bastante caro.

Los condensadores C1... C4 han de ser de estrecha tolerancia (MKM). Por otra parte también es posible, por supuesto, sustituir el conmutador multicontacto que se utiliza para relacionar la forma de onda, por tres conmutadores separados (ver fig. 8); sin embargo, hay que tener en cuenta que esta solución complica un poco el manejo del instrumento y que el hecho de que esta

solución sea más barata dependerá del tipo; de interruptor que se emplee.

Calibración

Una vez que se han soldado los compo¬ nentes en el circuito impreso y se han cableado los conmutadores y los potenció¬ metros debe revisarse cuidadosamente todo el montaje. Después de lo cual se podrá conectar ya a la red el instrumento y se procederá a la medida del voltaje en carga, el cual no deberá variar en más de un 10% de 12V.

Calibración de la amplitud

• Ante todo debe ponerse el conmutador 6 en la posición 1 (xlOO) y el potencióme¬ tro P7 debe girarse completamente en el sentido de la agujas de un reloj (máxima amplitud).

• Seleccionar una señal senoidal de una frecuencia aproximada de 1 KHz.

• Girar P2 para obtener la mínima ampli¬ tud, es decir, llevar el cursor a tierra.

• Colocar P4 y P5 en posición intermedia. • Conectar un multimetro universal (poli-

metro) con una escala de 2V RMS en la salida del generador y ajustar P2 hasta obtener una salida de 1 ó 2 V RMS.

El paso anterior requiere una pequeña aclaración,- la ventaja de seleccionar la salida del voltaje más alta, 2 V RMS, tiene el inconveniente de un empeoramiento de la forma de onda a altas frecuencias (por encima de unos 50 KHz). Por tanto para obtener una forma de onda razonable¬

mente pura hasta frecuencias de casi 200 KHz recomendamos utilizar una salida de voltaje de IV. Para alcanzar el bajo factor de distorsión del 0,5% especificado en las hojas de características de los CI (circuito inte¬ grado) es necesaria una calibración em¬ pleando un medidor de factor de distor¬ sión. En este sentido debemos hacer mención aquí de que, a pesar del cuida¬ doso diseño de la placa, así como del empleo de cables apantallado para el conmutador S5, existe la probabilidad de interferencias (la mayor parte dentro de C1 mismo) entre las salidas senoidal y cuadrada a elevadas frecuencias, esto se traduce en picos pulsatorios que se super¬ ponen a la señal senoidal. Para aquellas aplicaciones que requieran un factor de distorsión mínimo, la solución más simple es cortocircuitar la salida de onda cua¬ drada, con lo que desaparece la fuente de distorsión. • El ajuste grueso de la señal de salida

para la distorsión se consigue con P5, mientras que P4 sirve para el ajuste fino. Cuando no se dispone de medidor de factor de distorsión, el colocar el cursor de los potenciómetros en su punto medio, da resultados aceptables.

• La amplitud de las señales triangular y en diente de sierra se puede ajustar por medio de P3, para ello seleccionar la forma de onda triangular y ajustar la salida con P3 hasta obtener aproximada¬ mente 0,8 V.

Por supuesto el ajuste puede hacerse también empleando un osciloscopio: Se¬ noidal: por medio de P3 ajustar la amplitud a 2,82 Vpp (el equivalente de IV RMS o a 5,65 Vpp (2V RMS). Triangular: por medio de P3 ajustar a 2,82 Vpp o a 5,65 Vpp.

Calibración de la frecuencia

Existen, básicamente, dos métodos de calibrar la escala de frecuencias del gene¬ rador de funciones. El primero, conectando un frecuencíme¬ tro a la salida de sincronización, seleccio¬ nar 100 con P1 y ajustar la frecuencia mediante P6 hasta que la lectura corres¬ ponda con la escala seleccionada. El segundo método es utilizar el circuito de la figura 9. El voltaje 6... 12 V CA, suministrado por el transformador, es rectificado y enviado a través de una resistencia de 1 K a un altavoz. Se tiene asi un voltaje de CC pulsante con una frecuencia de 100 Hz y que es perfecta¬ mente audible cuando se aplica al altavoz. Por otra parte, se conecta también al altavoz, a través de una resistencia de 100 ohm, una señal de 100 Hz, obtenida del generador de funciones. Como las dos señales se suman, se obtiene una nota, acompasada o no, según estén o no en fase. Por medio de P6, se puede ajustar la frecuencia del generador de funciones hasta que no se obtenga ningún ritmo. En muy pocos casos se producirá la anulación de sonido, ya que ambas señales están sujetas a variaciones periódicas. Por esta razón, es suficiente conseguir un ritmo lento por debajo de los 5 Hz. M

1-36 - elektor enero/febrero 1980 inyector de

inyector de señal J.W. van Beek

Muchas personas consideran el empleo de inyectores de señal para la búsqueda o detección de averías como el método de la "fuerza bruta"; sin embargo, un inyector de señal cabe perfectamente en un bolsillo y muchas veces constituye la primera línea de apoyo del personal técnico para las reparaciones de garantía realizadas en el domicilio del cliente. Además, está fuera de duda que un inyector de señal es mucho más fácil de transportar que cualquier sofisticado' generador de señal

La mayoría de los inyectores de señal de madamente. Puesto que una onda cua- bajo coste existentes en el mercado gene- drada es rica en armónicos cuyas frecuen- ran una señal cuadrada de 1kHz aproxi- cias llegan incluso a la región de MHz,

estos instrumentos son útiles para la| comprobación tanto de circuitos de radio-g frecuencia como de audio. 1 El generador de señal que describimos! aquí presenta la particularidad de que lal señal de 1kHz es intermitente, con una! frecuencia de 0,2 Hz; lo cual la hace más# fácil de seguir. | La figura 1 presenta el circuito completo| del inyector de señal. El oscilador deS intermitencia está formado por un multi- vibrador astable, construido en base a dos # puertas NAND de tecnología CMOS (Nljfjj y N2). El multivibrador conmuta al transistor TI, que actúa sobre el LED D3 para indicar cuándo está presente la señal. El generador de onda cuadrada de 1 kHz es también un multivibrador astable que f utiliza las dos puertas NAND restantes del circuito 4011. Este multivibrador se para y pone en funcionamiento por medio del primero. La salida del oscilador de 1 kH¡ :# es amplificada por medio de los transisto¬ res T2 y T3. tomándose la salida del colector de T3 a través del potenciómetro. Pl, que permite ajustar el nivel de salida. La salida máxima es aproximadamente;! igual a la tensión de alimentación (5,6 V).| Los diodos DI y D2 protegen a los transistores T2 y T3 de los transitorios! externos, y el condensador C6 aisla eU circuito de cualquier tensión de continua! presente en el circuito que se está compro-!! bando. Cuando se vaya a emplear el# inyector de señal para comprobar circui-' tos en los que puedan existir altas tensio¬ nes (Televisores, etcétera), debe elegirse C6| para que pueda trabajar a 1.000 V, enl cuyo caso su tamaño no permitirá el' montaje directo sobre el ciruito impreso, cuyo esquema presentamos en la Fig. 2J Es una buena idea colocar el circuito X completo en el interior de una caja hechal de algún material aislante, especialmente! cuando se va a trabajar con equipos de chasis activos, tales como los televisores. Los diodos DI y D2 deben ser capaces del soportar cualquier transitorio de tensión o| corriente que se pueda presentar. |

La alimentación para el circuito puede! suministrarse por medio de 4 pilas de| mercurio de 1,4 V. El tipo exacto de pila a* emplear dependerá de cada constructor, pero no debe ser ni demasiado pequeña, lo ; que supondría una vida muy corta, ni demasiado grande, lo que haría demasiado * voluminoso el aparato. K

I1...N4 = IC1=CD4011

comprobador de tup tun eiektor enero/febrero 1980 - 1-37

/ comprobador X - de tup tunj El tester que se describe en este artículo comprueba rápidamente la "salud general” de un transistor y el cumplimiento de las especificaciones mínimas para los TUP o TUN. El procedimiento es muy sencillo: basta colocar el transistor en las bomas adecuadas e interpretar la información de los dos LED'S del aparato. También sirve para comprobar diodos, por si tuvieran fugas o excesiva capacidad.

El principio operativo es muy simple y no necesita ninguna calibración preliminar, solamente se han de utilizar transistores y diodos de los cuales se tenga seguridad que están en buenas condicionés, y resis¬ tencias de la tolerancia señalada. Un multivibrador astable genera una onda cuadrada de una frecuencia aproximada de 2 kHz, y esta oscilación es periódica¬ mente conectada y desconectada por me¬ dio de otro multivibrador de frecuencia 2 Hz. La unión colector-emisor del transis¬ tor bajo prueba (o la unión ánodo-cátodo del diodo) queda conectada en serie con otro transistor a través de la alimentación, y la onda cuadrada de 2 kHz se envía, con la fase invertida, a las bases de cada uno de los dos transistores. La figura 1 muestra el diagrama de bloques del sistema. Se puede deducir mucha informa¬ ción acerca del semiconductor sometido a prueba, por medio del comportamiento, bajo tensión, de la unión entre dos semiconductores. Esta información puede ser visualizada por medio de dos diodos luminosos (LEDs)

Descripción del circuito

La figura 2 muestra el circuito completo, el cual, para evitar confusiones, ha sido dividido en tres secciones. Los transistores T5 y T6 de la figura 2A forman un multivibrador astable con una frecuencia aproximada de 2 kHz. T2 y T3 forman el otro multivibrador, pero de menor fre¬ cuencia (2 Hz), el cual hace que la oscilación del rápido (2 kHz) quede alter¬ nativamente conectada o desconectada a través del transistor T4; a su vez, éste transistor, a través de la conexión “Q”, envía esta onda de conmutación de 2 Hz a la sección de visualización: T7....T9 y los LEDs “A” y “B” (fig. 2C). Otra onda similar de conmutación de 2 Hz, pero en anti-fase con la anterior, es transmitida por TI a la sección de visualización por la salida “P”. Como veremos más tarde, estas formas de onda de conmutación se necesi¬ tan para establecer una visualización sin ambigüedades, a través de sólo dos LEDs.

Un tercer LED opcional (indicado en el circuito como LED “C”) se puede colocar, conectado en serie con R9, entre “Q” y el negativo de la alimentación. Con él tendremos seguridad de que el oscilador lento está funcionando. En los colectores de T5 y T6 se obtienen intermitentemente ondas cuadradas de 2 kHz, de igual amplitud y polaridad opuesta. Estos dos puntos, señalados como “X” e “Y” respectivamente, contro¬ lan el resto del circuito. Cuando el oscilador rápido está desconectado, T5 está a corte y su colector ("X") está a su potencial más alto. La mitad izquierda de la figura 2 B es la sección, en la cual se comprueban los transistores PNP. Como se ha dicho anteriormente, por “X" e “Y" se inyectan las señales de 2 kHz de polaridad opuesta.

Visualización

Supongamos que un transistor PNP (en buenas condiciones) se conecta en el zócalo TA de la figura 2b. Cuando el oscilador rápido está desconectado, “X” es positivo e “Y” es negativo, es decir, están a potencial alto y a potencial bajo, respecti¬ vamente. En estas condiciones, tanto el transistor TIO como el TA están a corte, con lo cual el punto de unión de ambos colectores queda flotante. Por el diodo DIO no pasa corriente, y así, el par Darlington TI 1+TI 2 está también a corte. Como el colector de TI 2 está unido a la base de T9 por el punto A (figuras 2b y 2c), al estar TI 2 a corte, “A" es positivo y T9 estará también a corte. El diodo LED "B”, al ser la carga de colector de T9, no lucirá, pues el colector de T9 es ahora negativo. Para saber qué ocurre con el diodo LED “A”, hemos de examinar las formas de onda de conmutación del oscilador lento, obtenidas en “P” y “Q”. Para desconectar el oscilador rápido, “Q” debe ser negativo, o sea “P” positivo. Como el transistor T7 está conectado a “P”, entrará en conduc¬ ción si su base recibe una señal positiva del colector de T9 por medio de R19. Sin

1-38 - eiektor enero/febrero 1980 .comprobador de tup tunl

embargo, en la situación que estamos considerando, el colector de T9 es nega¬ tivo y T7 no deja pasar corriente. T8 queda conectado a masa a través del LED “A", pero como “Q” es negativo, el LED permanece apagado. Resumiendo esta etapa: con un transistor bueno y el oscilador rápido desconectado, ambos LEDs están apagados. Como puede verse, los tres puntos deter¬ minantes del estado de los LEDs son "A” “P” y “Q”. Las relaciones básicas son las siguientes: 1Cuando “P” es positivo (oscilador rápido desconectado), el LED “A" lucirá si la base de T7 recibe señal positiva del colector de T9. 2. -Cuando “Q” es positivo (oscilador rápido conectado), el LED “A" lucirá si la base de T8 recibe señal negativa del colector de T9. 3. -El LED “B" lucirá cuando el colector de T9 es positivo, independientemente de que sea “P” o “Q” el de potencial positivo. 4. -Cuando "A” es negativo, el colector de T9 es positivo. Estas relaciones se pueden combinar bajo la forma de una “tabla de verdad”, la cual nos ayudará a predecir la indicación de los LEDs para los diferentes “estados de salud" de transistores o diodos. Estos estados quedan explicados en la figura 3 (a + b).

OSCI- POTEN- LED LED LADOR CIAL "A" “B” RAPIDO DE “A" LUCE LUCE Desconectado Positivo No No Desconectado Negativo SI Si Conectado Positivo SI No Conectado Negativo No_SI_

¿Qué ocurre durante las sucesivas ondas cuando el oscilador rápido está conectado? “X" e “Y” resultan ser alternativamente positivos y negativos con polaridad opuesta, a velocidad de 2.000 veces por segundo. Cuando “X” es positivo e “Y” negativo, y aplicando el razonamiento hecho para cuando el oscilador rápido estaba desconectado, tendremos para nuestro caso que “Q" es positivo y el LED “A” luce. ..>* Cuando “X” es negativo e “Y" positivo, se deduce de la figura 2B que tanto TIO como Ta están en conducción. El emisor de Ta está conectado directamente al positivo de la alimentación, mientras que el emisor de TIO lo está al negativo a través de una resistencia de 470 ohmios. Si la ganancia de corriente de TA es suficientemente grande, el potencial en su colector pasará a ser positivo, condu¬ ciendo el diodo DIO y haciendo a la base de TI 1 también positivo. (Esto lo discuti¬ remos posteriormente con más detalle). El emisor de TI 2 queda fijado, por R30 y R31, a la mitad de la tensión de alimenta¬ ción, con lo cual estará en conducción. El potencial.de su colector (punto “A") será negativo, y, según la tabla, el LED "B" lucirá y el LED “A" estará apagado. Con esto ya sabemos que los LEDs “A" y “B" lucen alternativamente en los semici¬ clos de la oscilación de 2 kHz, siempre que el oscilador rápido esté conectado y el transistor sea bueno. .En la práctica.

Figura 2. Esquema teórico del comprobador de TUP/TUN. La parte A es la sección osci¬ ladora; B contiene los puentes de medida para los transistores NPN y PNP, y C con¬ tiene los comprobadores de tensión de rup¬ tura y la sección da vlsuallzación.

Figura 1. Diagrama de bloques para la confi¬ guración de prueba da un transistor PNP. Para mayor claridad, se han omitido la con¬ figuración para un NPN y la sección de prueba de la tensión de ruptura.

nuestra vista aprecia sólo que los doi LEDs se encienden a cada impulso de F kHz; también sabemos que ambos están apagados cuando la oscilación rápida esti desconectada. |

Transistor con baja ganancia de*' corriente ( *')

El ciclo completo de visualización para uii

comprobador da tup tun elektor anaro/febraro 1980 - 1-39

transistor bueno es aquel en el que los dos LEDs parpadean juntos (fig, 3c) Cuando el oscilador rápido está desconec¬ tado, “X” pasa a ser positivo e “Y” negativo, con lo que tanto TIO como el transistor a prueba colocado en TA están a corte. La unión de sus colectores es entonces flotante, y por el mismo razona¬ miento seguido para el caso de un transistor bueno, el nivel de tensión en el colector de T9 es bajo, y el LED “B" está apagado. En este caso, según la tabla explicada anteriormente, el LED "A” también estará apagado. Al entrar en funcionamiento el oscilador rápido y ser “X” negativo e “Y” positivo, tanto TIO como TA pasan a conducir. El potencial en la base de TIO queda, entonces, determinado por el potencióme¬ tro R15 (figura la), y las resistencias R26 y R27 con lo cual:

33 U = 20 x- » 4,2 volts.

4,7 + 120 + 33

Como la caída de tensión en la unión base- emisor de TIO es aproximadamente 0,7 voltios, la tensión en el emisor de TIO no puede subir por encima de 4,2V- 0,7V = 3,5 V. Asi pues, TIO actúa como generador de corriente, estando estabili¬ zada su corriente de colector, al valor

determinado por esta última tensión y la resistencia de emisor R28.

3,5 x 1.000 j - - ~ 7,4 mA.

" 470

La corriente de base de TA (al estar su emisor conectado al positivo de la alimen¬ tación) queda determinada por la tensión entre “X” y la alimentación positiva (aire-* dedor de 19 V.) y por R25, de forma que:

19 x 10 6

...despreciando la resistencia base-emisor. Ya hemos dicho que TIO actúa como generador de corriente estableciendo una corriente de colector de ambos transistores de 7,4 mA, la cual corresponde a una ganancia del orden de la centena para el transistor bajo prueba. Si T. no puede producir esta corriente, la tensión en la unión de su colector con el de TI 0 no es suficiente para hacer que TI 1 y TI 2 conduzcan (fig. 3d.) Así, el potencial en “A” queda positivo y el LED "B” apagado. La tabla nos dice que el LED “A”, en estas condiciones, se énciende. Cuando el oscilador rápido pasa a polari¬ dad contraria (“X" es positivo e “Y" negativo), la unión de colectores de

Ta + T10 vuelve a su estado flotante, el par Darlington Til + TI2 no conduce, y “A" se hace positivo. Asi, el LED “B" sigue apagado y el LED "A” encendido. Resumiendo: con un transistor de baja ganancia en corriente, la visualización es el LED “A” centelleando y el LED “B” apagado.

Transistor con elevadas capacitancias Cuando el oscilador rápido está desconec¬ tado, la situación es la misma que en los dos casos ya examinados, TIO y el transistor a comprobar están ambos a corte, y esto hace que el LED “A” y el LED “B" estén apagados. Cuando el oscilador rápido se conecta y hace que “X” e “Y” sean negativo y positivo respectivamente, ambos transistores con¬ ducen, pero si Ta tiene mayores capacida¬ des colector-base (CCB) y/o colector-emi¬ sor (Cce), su respuesta queda retardada. La subida de tensión en su colector queda retrasada hasta la descarga de estas capaci¬ dades, de forma que el nivel de tensión no alcanzará su valor final antes del fin del período en el que T, entra en conducción, resultando que el LED “B” se enciende mientras el LED “A” permanece apagado (fig. 3e). Cuando T.y TIO son llevados a corte, una vez mas, por los cambios en “X" e “Y" las capacitancias pueden recargarse sólo a través del par Darlington TI 1 y TI 2 (a causa de su gran impedancia de entrada) y a través de la resistencia R29 de 10 megaohmios. La caída de tensión en el colector de TA, por la recarga de las capacitancias, es más lenta que lo que seria con un transistor normal, y si las capacitancias son demasiado elevadas, la tensión no caerá a un valor suficiente para llevar a TI 1 a corte (y por consiguiente, el LED “A” estará encendido y el LED “B" apagado) antes del tiempo en que TA y TIO entren en conducción nuevamente. Así pues, el LED “B" permanecerá encen¬ dido y el LED “A” se apagará en la totalidad de cada período en que el oscilador rápido está conectado. Con moderadas capacitancias, el LED “A” puede encenderse ligeramente cuando la lenta recarga del exceso de capacitancia, lleva a este LED al encendido sólo en una pequeña parte de cada ciclo del oscilador rápido.

Figura 3. Resumen de las indicaciones de los LED's, basadas en las formas de onda en el colector del transistor bajo prueba.

Figura 4. Posibilidades de chequeo de un transistor, con explicación de las indicacio¬ nes de los LED.

Figura 5. Cuadro de pruebas de tensión da ruptura da un transistor o diodo.

Figura 6a. Test de conducción para diodos conectados an el zócalo de TA.

Rgura 6b. Tast de fugas para diodos.

Figura 7. Tests para chequear el comprobador.

ilektor enero/febrero 1980 comprobador de tup tunj

VISUALIZACION SIGNIFICADO

-<3 -:<J

& a) O' <100 b) B-E en corto

VISUALIZACION SIGNIFICADO

LEDA I LEDB

-:a-

Capacidad C-B o C-2 > 20 pF

-

Siempre encendido

- Parpadea

ó Parpadea

débilmente

Apagado

VISUALIZACION SIGNIFICADO

LEO A LEDB

□ Correcto

0 •Ó: a. Fugas excesivas. b. Cortocircuitado. c. Conexiones invertidas.

Tiene fugas.

TEST QUE SE APLICA VlSUALIZACIO

. Zócalo» sin nada conactado en ellos.

Resumiendo: La visualización que tendre¬ mos con un transistor de alta capacitancia es: el LED “B” encendiéndose y apagán¬ dose mientras que el LED "A" permanece apagado o parpadea débilmente.

Transistor con muchas fugas Un transistor con importantes corrientes de fuga se comporta, según el punto de vista de nuestro comprobador, como si estuviese siempre en conducción. En todos los casos que se examinan no existe corriente de colector alguna en el

transistor bajo prueba, mientras el oscila¬ dor rápido esté desconectado. Pero si existe una corriente de fuga entre colector y emisor, atravesará DIO y R29 llegando hasta el negativo de la alimentación (siem¬ pre que “X” sea positivo y TA y TIO se supongan a corte). Esta corriente de fuga genera una tensión en bomas de la resistencia R29 de 10 megaohmios y hace subir el potencial en la base de Til. Recordemos que el emisor de TI 2 tiene su tensión fijada al valor mitad del de alimentación (aprox. 10V.) por el puente

divisor que forman R30 y R31 (de igual valor). Por tanto, si la corriente de fuga es un poco mayor que 1 /uk, establecerá una tensión suficiente para que Til + jg TI 2 conduzcan y los LED’s “A” y “B” se5 enciendan mientras el oscilador rápido esté desconectado. Al conectarse y actuar || “P” y “Q” sobre los transistores T7 y T8, elf LED “B” permanecerá encendido y el LED "A” se apagará. ^

En resumen, con un transistor que tenga T una corriente de fuga de 1 pA o mayor, la

comprobador de tup tun elektor enero/febrero 1980 • 1-41

visualización es: LED “B" encendido y LED “A" parpadeando.

Transistor con alguna unión (base-colector o emisor- colector) cortocircuitada

Un transistor con una de estas irregulari¬ dades se manifiesta como uno que tuviera una gran pérdida, sólo que mayor. La corriente puede fluir desde el positivo de la alimentación a través de la unión emisor- basé y el corto existente en la base-colector (o directamente a través del corto entre emisor y colector si ésta es la avería), a través de DIO, y a través de la resistencia R29 de 10 megaohmnios. Hemos visto que una corriente de fuga de tan sólo 1 pA puede hacer conducir el par TI 1 + TI2 y por tanto hacer que el LED “B” se encienda y el “A” se apague mientras el -oscilador Tápido, esté conectado. Cuando se desconecta el oscilador rápido el LED “A” se enciende y el “B” permanece encendido. En resumen, con este tipo de avería en el transistor, la visualización es: LED “B” permanentemente-encendido, y LED “A" parpadeando (figura 3h.)

Transistor con la unión base- emisor cortocircuitada

Cuando la unión base-emisor está en cortp, no existe corriente de base “nor¬ mal" y por consiguiente no hay tampoco corriente de colector. El transistor se comporta como si tuviera una gananciá igual a cero, y la visualización seria: LED

Figura 8. Tres tipos diferentes de fuente de alimentación, de menor a mayor calidad.

Figura 9. Placa de circuito impreso e implen-' tación de componentes. Lista de componen¬ tes incluyendo los tres tipos diferentes de fuente de alimentación.

“A" parpadeando y LED *‘B” apagado (fig. 3g.)

Transistor con-fugas y t»a]a ganancia de corriente combinadas, o con fugas y unión base-emisor en corto combinadas

Mientras el oscilador rápido esté desco¬ nectado, la visualización es la misma que para un transistor con fugas: ambos LED’s están encendidos. Cuando el oscila¬ dor rápido se conecta y lleva a TA y TI 0 a corte, la fuga de corriente mantiene a los colectores de TA y TIO a un potencial suficientemente alto para hacer conducir a TI L resultando que el LED “A” se apaga y el LED “B" se enciende. Cuando el oscilador rápido hace conducir a TA y TIO, la baja ganancia de corriente de TA hace que TIO “venza" tanto a la corriente de fuga, como la del colector (si la hubiere) en Ta y eche abajo el potencial de los colectores comunes, haciendo que el LED “A” se encienda y el LED “B” se apague- La alternancia del encendido de los LED es a la velocidad del oscilador rápido y ambos LEDs permanecen encendidos mientras el oscilador ríoldn se desconecta.

de forma que nos encontramos con un ciclo de visualización en el cual ambos LEDs parecen estar continuamente encen¬ didos (figura 3 i).

Otras combinaciones de defectos No podemos extendernos en facilitar una lista de posibles visualizaciones para todas las posibles combinaciones de defectos, pero si podemos afirmar que sólo un transistor de calidad “a toda prueba” nos dará una visualización como "buen tran¬ sistor" en ambos zócalos de comproba¬ ción.

Transistores PNP y NPN Todas las descripciones anteriores son sólo aplicables a transistores de tipo PNP. Sin embargo todo lo dicho se mantiene válido, con los oportunos cambios de lenguaje, para transistores de tipo NPN colocados en el zócalo de prueba TB(ver parte derecha de la figura 2b). Las funciones realizadas por TIO, TI 1, TI2 y sus componentes asociados son también realizadas por TI 3, TI 4. TI 5 y sus correspondientes componentes asociados. Una pequeña diferencia es que TI 3 y TI 4 no forman un par Darlington, sino un par complementario PNP-NPN. Si se colocase un transistor en el zócalo equivocado (un PNP en el zócalo de un NPN o viceversa), la unión base-colector equivaldría a un diodo conectado en el sentido de su conducción, con lo que la visualización seria la misma que para el caso de un transistor con la unión base- colector cortacircuitada. El transistor no se estropeará por ello, pero quizá desecha¬ remos el transistor como malo, cuando lo único que ocurre es que está enchufado en el zócalo contrario.

Prueba de la tensión de ruptura

Los zócalos para esta prueba son Tcy TD, mostrados en la figura 2C. La tensión efectiva disponible para esta prueba es de alrededor de 20 V., y si existe una corriente de ruptura, la tensión en "A” descenderá bruscamente, resultando que el LED “A" parpadea y el LED "B” está siempre encendido a lo largo de todo el ciclo.

Para un transistor que supere la prueba, la visualización es: el LED “A” parpadea y el LED "B" está siempre apagado (fig. 5).

Comprobación de diodos

Introduciendo el ánodo y el cátodo de un diodo en los agujeros correspondientes a emisor y colector del zócalo de transistores PNP, o al contrario en el de transistores NPN, se pueden comprobar diodos, averi¬ guando su conducción en sentido directo, las fugas que pueden existir, y probar la tensión de ruptura.’ Cuando el oscilador rápido está desconec¬ tado, la unión del cátodo del diodo con el colector de TI 0, se mantendrá positiva por la. conducción- del- diodo y si ésta es suficientemente buena, seguirá siendo po¬ sitiva, cuando a través de “Y", TI 0 entre en conducción siguiendo al oscilador rápido. Cuando TIO quede a corte, la

1-42 - elektor enero/febrero 1980 comprobador de tup ti

Lista de componentes: Resistencias: R1,R7,R24,R30,R31.R34 = 10 k R2,R3,R6, R8 = 22 k R4,R5 = 220 k R9(si se usa) R16.R21 = 680 SI RIO, R11 ,R14,R15 = 4k7 R12,R13,R32,R33 = 100 k R17 = 2k7 R18, R19 = 47 k R22 - 1 k R25.R40 = 270 k R26 = 120 k R27.R38 = 33 k R28,R37,R20 = 470 Í2 R29, R36 = 10 M R23.R35 = 1 M R39 = 120 k R40 = 270 k

Condensadores: C1 ,C2 = 4¿u7 C3.C4 = 5n6

Semiconductores: T1,T4,T8,T9,T15 = BC307E o equiv. T2,T3.T5,T6,T7,T10,T12,T13,T16 -

BC237BO equiv. T11 = BC239C o equiv. TI 4 = BC179C o equiv. DI ... DI 7 = BAX13, BY126, BY127,

1N4002, '

Aiimentador estabilizado con componentes discretos. Tr = 20 V/100 mA R41 = 1 k

C5 = 100 /i/35 V

C6= 10/i/35 V TI 6= BC237B DI 8 = 20 VZener

Aiimentador sin estabilizar Tr = 18 V/100 mA C6 = 1000 ¿u/25 V

Aiimentador estabilizado con Cl Tr = 20 V/100 mA C5 = 100 jlt/35 V C6 = 10/1/35 V IC = jUA78M18HCo equiv.

comprobador de tup tun elektor enero/febrero 1980 - 1-43

10

ELEKTOR TUtyTUM

NPN m PNP

M

:,3 GOOD TRANSISTOR

-:'3 -:Q> a. pnp~npn bi Ico > 1 ííA . c CB or CE - 7

-:3 • a a <100 ,

• :3 &>»p'

-:<3 f tco> lOyA. a' < 100

Í£>»*

☆ -:'Q- | ICo^O^A

•

0

0 • • *

3 A 3

ÍCJ • vc«max > 20 v

-'3 £>:- Vc™,<20V

íS

& • ^H-b v

-:'3 &

-:Q- -:'Qr

NPN

] M

Figura 10. Diseño Elektor del panel frontal para el comprobador de TUP/TUN.

unión antedicha seguirá siendo positiva. Esto nos lleva a un ciclo de visualización en el cual el LED "A" parpadea y el LED “B" está siempre encendido (figura 6). Cuando el diodo no conduzca, esté abierto o mal conectado, la unión del colector de TIO y el cátodo (o ánodo) permanecerá negativa a lo largo del ciclo del oscilador, haciendo que el LED “A" parpadee y el LED “B” esté siempre apagado. Cuando se conecte deliberadamente mal un diodo, esta visualización nos indicará el error si el diodo es bueno. Si un diodo está en cortocircuito o tiene excesivas fugas, nos dará la misma visualización (conectado deliberadamente al revés) que un diodo bueno conectado correctamente. Por ello es importante hacer las pruebas de ambas maneras para evitar posibles confusiones. Si se conecta incorrectamente un diodo que fuga moderadamente, la corriente de fuga puede ser suficiente para mantener positivo el ánodo de DIO mientras TIO esté a corte, pero no cuando TIO con¬ duzca. Esto nos da una visualización en la cual ambos LED's parecen estar continua¬ mente encendidos (de igual forma a cuando teníamos un transistor con fugas y baja ganancia de corriente combinadas).

Generalizando La figura 3 resume las indicaciones de los LED’s cuando el oscilador rápido está en marcha o parado, así como para diferentes potenciales en el ánodo de DIO, en la sección de prueba de transistores PNP. La diferencia entre esta figura y la tabla 1 consiste en que lo indicado en la tabla está basado en la actuación del oscilador rápido sobre el punto "A”, el cual es común a los circuitos de prueba principal y de tensión de ruptura. La relación entre el potencial en el ánodo de DIO y el potencial en "A”, cuando no se usa la sección de prueba principal, es que un potencial alto en el ánodo de DIO produce un potencial bajo en “A”, y viceversa. Las figuras 4, 5 y 6 resumen los significados de las posibles indicaciones de los LED’s para los diferentes tests, estando la figura 4, por supuesto, derivada de la figura 3. El diseño del panel frontal (figura 10) engloba los significados de todas las figuras.

Construcción y puesta a punto Si no se tiene acceso a un sistema independiente de comprobación de tran¬ sistores, y diodos, han de elegirse de tipos garantizados por el fabricante. Las resis¬ tencias han de ser de tolerancia 5 %.

La figura 9 muestra la placa de circuito impreso y la distribución de los compo¬ nentes del comprobador completo (excep¬ tuando el transformador de alimentación). Debe ponerse especial cuidado en las conexiones de los zócalos de prueba, para que correspondan exactamente las pati¬ llas, emisor, base y colector, con las correctas según el esquema. Como no es posible indicar tensiones en el esquema que ayuden a localizar cualquier error, conviene revisar cuidadosamente la im¬ plantación de componentes. Tanto si se desea utilizar el LED opcional “C" como si no se desea, antes de colocar uno de los otros dos (“A” o “B"), debe usarse uno de ellos como “C” para probar si funcionan el oscilador lento y T4. Si este LED “C" temporal parpadea con la frecuencia co¬ rrecta, el test n.° 1 de la figura 7 nos indicará si T8 trabaja correctamente. El test n.° 2 nos indicará si T7, T9, TI 1 y TI 2 funcionan al poner el puente en el zócalo Ta, y asimismo si T7, T9, T13 y T14 funcionan al poner el puente en el zócalo Ta¬ para comprobar las secciones completas de prueba de los PNP y NPN (incluyendo la prueba de tensión de ruptura), necesita¬ remos transistores de ambos tipos, de los cuales no haya duda de su correcto funcionamiento. Solamente un transistor con ganancia de corriente normal o con una mezcla particular de defectos es capaz de hacer que el LED “B” parpadee. Una vez comprobado esto último (test n.° 3 de la figura 7), podemos pasar al test n.° 4. Para realizarlo hemos de simular el efecto de excesiva capacitancia, para lo cual usaremos un condensador de unos 22 pf. valor que ha de ser suficiente para que el LED “A” se apague. Conviene sin em¬ bargo experimentar con varios condensa¬ dores de capacidades más bajas hasta encontrar uno, cuya capacidad sea la necesaria para que la forma de onda en la unión de colectores TA + TIO supere la barrera de nivel critico (unos 10V.) y haga que el LED “A" parpadee débilmente, como se muestra en la figura 3e2. La unión emisor-base de un transistor se comporta como un diodo con una tensión inversa de ruptura de unos 5V., asi pues, con uno de los transistores utilizados en las pruebas anteriores, comprobaremos la sección de tensión de ruptura (test n.° 5 de la figura 7). Prestar atención a la correcta conexión.

Fuente de alimentación

Para la fuente de alimentación se brindan tres posibilidades diferentes (ver figura 8): la primera de ellas es sin estabilizar, la segunda está estabilizada con componen¬ tes discretos, y la tercera lleva un circuito integrado como estabilizador. Para la primera de ellas, debe utilizarse un trans¬ formador con secundario de 18 V. y un condensador de 1.000 pF. Para las otras dos, puede usarse un condensador de capacidad menor y el mismo transforma¬ dor. Tanto.el transistor regulador como el circuito integrado de regulación han de llevar disipador. M

1-44 - elektor enero/febrero 1980 generador de eonldoe

En alguna parte de los laboratorios de ELEKTOR tenemos un departamento dedicado a los efectos sonoros, aunque no se ha descubierto todavía donde está situado exactamente. Durante el último guateque de Navidad celebrado en nuestras oficinas creimos que lo habíamos descubierto, pero se ha tenido que descartar esa creencia porque: a) los ruidos eran demasiado naturales; b) no era posible simularlos electrónicamente. Normalmente, asociamos los productos procedentes de ese departamento, con los chillidos moribundos de gatos torturados, gritos horripilantes y toda clase imaginable de "pafs'\ "bangs", etc. Sin embargo, en algunas ocasiones obtienen sonidos que se pueden publicar y como una prueba de que el departamento de efectos sonoros existe, presentamos aquí su último diseño.

generador de sonidos]

El diseño original de este generador de sonidos bastante conseguido, por otra parte, estaba montado en un rack de 19” que, desgraciadamente, tenía una tenden¬ cia exagerada a calentarse y que resultaba algo molesto de transportar. Investigacio¬ nes posteriores condujeron al circuito descrito a continuación, que está formado únicamente por dos circuito? integrados CMOS y que resulta de realización muy económica. A pesar de sus modestas dimensiones, la gama de sonidos que produce puede variar desde la sirena de la policía americana hasta el gorjeo de un pájaro.

¿Cómo obtener sonidos de una manera sencilla?

En el diagrama de bloques del circuito (fig. 1) puede verse que el principio básico es extraordinariamente simple. Se convierte la salida de un contador binario de 12 bits en una señal analógica de tensión, que se emplea para controlar un VCO (oscilador controlado por voltaje). A medida que la salida del contador binario crece, el voltaje de control se incrementa en forma de rampa positiva hasta el momento en que, al reiniciar el contador la cuenta, el voltaje baja a cero; después de lo cual, el contador continúa la cuenta y el voltaje de control vuelve a incrementarse positivamente, repitiéndose continuamente el ciclo. La forma de onda del voltaje de control es por tanto de diente de sierra. La señal de salida del circuito la produce realmente el VCO, dependiendo el tono de la amplitud instantánea del voltaje de control (un diente de sierra), un amplificador de salida asegura el que la señal sea suficientemente grande como para producir tonos audibles cuando se conecta a un altavoz. La naturaleza tan particular de cada sonido resultante es debido a la configuración de realimentación adoptada. La señal de salida del VCO no sólo se emplea como salida del circuito, sino también como entrada de reloj del contador binario. De este modo la velocidad a la que el contador realiza el ciclo de contado de¬ pende del tono de salida. En otras pala¬ bras, cuanto más agudo es el sonido, tanto más rápidamente varia su tono. Resulta asi una señal sonora repetitiva (algo

parecido a un “beip-beip”) que empieza! cada frase a una frecuencia baja para pasar exponencialmente a un tono muy elevado (máximo)..

Circuito

En la figura 2 tenemos el circuito de este generador de sonidos. Como puede verse, solamente está formado por dos circuitos I integrados, fáciles de conseguir, así como i por varias resistencias y diodos. I

El circuito integrado IC2 es el contador | •binario de 12 bits. El valor binario de los ocho bits de menor peso (es decir, de aquellos que cambian de estado con mayor frecuencia), se convierte en una tensión analógica por medio de las resis¬ tencias R1...R8. Un sencillo oscilador CMOS forma el VCO (construido em¬ pleando los inversores NI y N2), y su constante de tiempo se modifica por medio del transistor TI y del puente de diodos, utilizado aquí como una resisten¬ cia variable, cuyo valor depende de la tensión que se le aplica. Cuando el voltaje de control (tensión en la base de TI) aumenta, la corriente que circula por los diodos aumenta, resultando una disminu- | ción de su resistencia dinámica. La fre- f Cuencia inicial del oscilador se establece por medio del potenciómetro de ajuste P1 conectado en paralelo con la red de diodos. La salida del VCO tiene forma de onda cuadrada y ataca al amplificador de salida, a la vez que se emplea como señal de reloj para el circuito integrado IC2. El amplifi¬ cador de salida está formado por los cuatro inversores que quedan disponibles en el circuito integrado 1C1, montados en paralelo.

Construcción

La figura 3 da el circuito impreso y la disposición de componentes. Como puede verse, la placa es de pequeñas dimensiones debido al poco número de componentes empleados. Como altavoz puede servir cualquiera que tenga una impedancia de 8 n y pueda soportar hasta 500 mW. La tensión de alimentación puede tomarse entre 4,5 y 10 V, siendo el consumo del circuito para la tensión más baja de sólo 5 mA. Esto significa que puede emplearse un pila de 4,5 V, lo cual permite que el montaje sea portátil. Conviene hacer notar que el volumen de la señal de salida depende del valor de la tensión de alimentación, de modo que cuanto más alta es la tensión de alimentación mayor es el volumen de sonido. Se puede ajustar el tono de la señal de salida por medio de P1. Dado que el tono determina la velocidad de cambio de sí mismo, si se reduce el valor de P1 no sólo se consigue un tono más agudo de la señal de salida, sino que su variación es más rápida. Para el valor mínimo de Pl, el sonido que resulta es semejante al gorjeo de un pájaro. El valor de 1M - para Pl se ha establecido pensando en obtener un margen grande de ajuste. Sin embargo, puede usarse cualquier valor entre lOk y 1M. M

generador de sonidos elektor enero/febrero 1980 - 1-45

Figura 1. Diagrama de bloques dai genera¬ dor de sonidos. La salida de un contador binario 8e convierte en una tensión analó¬ gica que se emplea pare controlar el VCO. La salida del VCO ee. a la vez. la señal de salida del circuito y la señal de reloj (dock) del contador.

Figura 2. Circuito completo. Todo lo que se necesita pera conseguir una amplia gama de sonidos se reduce a dos circuitos inte¬ grados CMOS y un puñado de componen¬ tes discretos.

Figura 3. Circuito impreso del generador de sonidos, en el que pueden montarse todos los componentes, excepto el altavoz. El cir¬ cuito puede ser alimentado mediante pilas.

Lista de componentes:

R1.R9 = 820 k R2 = 470 k R3 = 220 k R4 - 100 k R5 = 47 k R6 = 22 k R7 = 12 k R8 = 5k6 P1 = potenciómetro de ajuste, 1M

(ver texto)

C1 «120 n C2- 100 m/16 V

Semiconductores

IC1 = 4049 IC2 = 4040 TI = BC 547B, BC 107B o equ. DI . . . D4 = DUS

LS = altavoz , 8 íí/500 mW

SI = pulsador