PFC – Realización de un ondulador monofásico de tipo...

Realización de un Ondulador Monofásico de Tipo Fotovoltaico.

TITULACIÓN: Ingeniería en Automática y Electrónica Industrial

AUTOR: David Hernando Ureta5

DIRECTORES: Ángel Cid Pastor 5 Luís Martínez Salamero

FECHA: Abril / 2008 5

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A mis padres, Atanasio y Mª del Carmen.

A todos aquellos que con su apoyo han hecho posible este proyecto.

Realización de un Ondulador Monofásico de Tipo Fotovoltaico. ÍNDICE

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ÍNDICE Índice de contenidos 1 INTRODUCCIÓN. .............................................................................................................................. 1

1.1 OBJETIVOS. ..................................................................................................................................... 1 1.2 ENERGÍA SOLAR FOTOVOLTAICA..................................................................................................... 1 1.3 CARACTERÍSTICAS DEL MÓDULO FOTOVOLTAICO. .......................................................................... 3

1.3.1 Silicio monocristalino................................................................................................................ 4 1.3.2 Silicio policristalino. ................................................................................................................. 4 1.3.3 Silicio amorfo. ........................................................................................................................... 4

1.4 CARACTERÍSTICAS ELÉCTRICAS DE LOS MÓDULOS FOTOVOLTAICOS............................................... 4 1.5 MODELO DEL MÓDULO FOTOVOLTAICO. ......................................................................................... 6 1.6 ACOPLAMIENTO DE LOS MÓDULOS FOTOVOLTAICOS A UNA CARGA. ............................................... 9

1.6.1 Conexión directa al módulo fotovoltaico................................................................................... 9 1.6.2 Etapa de adaptación entre módulo fotovoltaico y carga......................................................... 11

1.7 CONVERSIÓN DE LA ENERGÍA SOLAR FOTOVOLTAICA A CORRIENTE ALTERNA. ............................. 12 1.7.1 Inversor de onda cuadrada...................................................................................................... 12 1.7.2 Inversor con modulación de anchura de pulso (PWM). .......................................................... 13 1.7.3 Inversor multinivel................................................................................................................... 14

2 ESTRUCTURA PROPUESTA......................................................................................................... 15 2.1 RESISTOR LIBRE DE PÉRDIDAS BASADO EN EL CONVERTIDOR BOOST............................................. 17

2.1.1 Simulación del LFR Boost. ...................................................................................................... 19 2.2 SEGUIMIENTO DEL PUNTO DE MÁXIMA POTENCIA (MPPT)............................................................ 23

2.2.1 Simulación del MPPT.............................................................................................................. 24 2.3 GIRADOR DE POTENCIA TIPO G...................................................................................................... 26

2.3.1 Simulación del girador tipo G. ................................................................................................ 28 2.4 REFERENCIA PARA GIRADOR ......................................................................................................... 30

2.4.1 Simulación de la referencia para girador. .............................................................................. 30 2.5 PUENTE EN H ................................................................................................................................ 32

2.5.1 Simulación del puente en H. .................................................................................................... 33 2.6 TRANSFORMADOR......................................................................................................................... 35

2.6.1 Simulación del transformador. ................................................................................................ 35 2.7 ONDULADOR CON DOS MÓDULOS FOTOVOLTAICOS....................................................................... 36

2.7.1 Simulación del ondulador con dos módulos fotovoltaicos....................................................... 38 3 DIMENSIONADO Y SELECCIÓN DE COMPONENTES. ...................................................... 43

3.1 MÓDULOS FOTOVOLTAICOS .......................................................................................................... 43 3.2 LFR BOOST................................................................................................................................... 44

3.2.1 Componentes pasivos: L y C.................................................................................................... 44 3.2.2 Comparador con histéresis...................................................................................................... 46 3.2.3 Protección de sobretensión...................................................................................................... 47 3.2.4 Disipador de calor................................................................................................................... 48

3.3 GIRADOR TIPO G. .......................................................................................................................... 50 3.3.1 Componentes pasivos: L y C.................................................................................................... 50 3.3.2 Comparador con histéresis...................................................................................................... 51 3.3.3 Disipador de calor................................................................................................................... 51 3.3.4 Driver para el MOSFET.......................................................................................................... 52

3.4 PUENTE EN H ................................................................................................................................ 54 3.4.1 MOSFETs. ............................................................................................................................... 54 3.4.2 Disipador de calor................................................................................................................... 55

3.5 TRANSFORMADOR......................................................................................................................... 56 3.6 FUENTE DE ALIMENTACIÓN ........................................................................................................... 56

4 PROTOTIPO EXPERIMENTAL DEL ONDULADOR. ............................................................ 59 4.1 ESQUEMA CIRCUITAL DEL ONDULADOR. ....................................................................................... 59


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4.1.1 LFR Boost................................................................................................................................ 60 4.1.2 Girador tipo G. ........................................................................................................................ 61 4.1.3 Puente en H ............................................................................................................................. 62 4.1.4 MPPT....................................................................................................................................... 63 4.1.5 Referencia girador................................................................................................................... 64 4.1.6 Fuente de alimentación. .......................................................................................................... 65

4.2 LAYOUT ........................................................................................................................................ 66 4.2.1 LFR.......................................................................................................................................... 67 4.2.2 Girador.................................................................................................................................... 68 4.2.3 Puente en H ............................................................................................................................. 70 4.2.4 MPPT....................................................................................................................................... 70 4.2.5 Referencia girador................................................................................................................... 71 4.2.6 Fuente de alimentación ........................................................................................................... 72

4.3 MONTAJE DEL PROTOTIPO DEL ONDULADOR ................................................................................. 73 5 MEDIDAS DE LABORATORIO .................................................................................................... 76

5.1 FUNCIONAMIENTO DEL ONDULADOR ALIMENTANDO UNA CARGA RESISTIVA................................ 76 5.2 FUNCIONAMIENTO DEL ONDULADOR BAJO PERTURBACIONES. ...................................................... 80 5.3 FUNCIONAMIENTO DE ETAPAS LFR-GIRADOR EN PARALELO. ....................................................... 82

6 CONCLUSIONES Y TRABAJO FUTURO................................................................................... 85 7 REFERENCIAS BIBLIOGRÁFICAS............................................................................................. 88 8 ANEXOS. ............................................................................................................................................ 90

8.1 ANEXO 1. CÓDIGO C DEL PROGRAMA PARA LA MPPT. ................................................................. 90 8.2 ANEXO 2. PRESUPUESTO DE MATERIALES. .................................................................................... 94

8.2.1 Listado de materiales ondulador. ............................................................................................ 94 8.2.2 Aplicación de precios. ............................................................................................................. 97 8.2.3 Precio prototipo ondulador. .................................................................................................. 100

8.3 ANEXO 3. DISEÑO DE UN GIRADOR TIPO G BASADO EN BIF. ....................................................... 101 Índice de tablas. Tabla 1.1. Comparativa de módulos fotovoltaicos de diferentes fabricantes en el mismo rango de potencia. . 5 Tabla 1.2. Comparativa de rendimientos según el punto de trabajo............................................................... 10 Tabla 2.1. Resistencia de entrada para el LFR. .............................................................................................. 20 Tabla 2.2. Valor de g emulado por el girador................................................................................................. 30 Tabla 3.1. Consumo eléctrico del LFR y MPPT.............................................................................................. 57 Tabla 3.2. Consumo eléctrico del girador y la referencia............................................................................... 57 Tabla 3.3. Consumo eléctrico del puente en H................................................................................................ 57 Tabla 3.4. Consumo eléctrico del ondulador. ................................................................................................. 58 Tabla 5.1. Asignación canales osciloscopio.................................................................................................... 76 Tabla 5.2. Asignación canales osciloscopio.................................................................................................... 77 Tabla 5.3. Rendimiento aproximado del ondulador. ....................................................................................... 79 Tabla 5.4. Asignación canales osciloscopio.................................................................................................... 80 Tabla 5.5. Asignación canales osciloscopio.................................................................................................... 81 Tabla 5.6. Asignación canales osciloscopio.................................................................................................... 82 Tabla 5.7. Asignación canales osciloscopio.................................................................................................... 83 Tabla 8.1. Listado materiales girador tipo G.................................................................................................. 94 Tabla 8.2. Listado materiales LFR Boost. ....................................................................................................... 95 Tabla 8.3. Listado materiales puente en H...................................................................................................... 95 Tabla 8.4. Listado materiales fuente de alimentación..................................................................................... 96 Tabla 8.5. Listado materiales MPPT............................................................................................................... 96 Tabla 8.6. Listado materiales referencia girador. .......................................................................................... 97 Tabla 8.7. Aplicación de precios girador tipo G............................................................................................. 98 Tabla 8.8. Aplicación de precios LFR Boost. .................................................................................................. 98 Tabla 8.9. Aplicación de precios puente H...................................................................................................... 99 Tabla 8.10. Aplicación de precios fuente de alimentación.............................................................................. 99


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Tabla 8.11. Aplicación de precios MPPT...................................................................................................... 100 Tabla 8.12. Aplicación de precios referencia girador................................................................................... 100 Tabla 8.13. Precio material prototipo ondulador. ........................................................................................ 100 Índice de figuras. Figura 1.1. Evolución producción mundial de módulos fotovoltaicos 1975-2007. (Earth Policy Institute) ...... 1 Figura 1.2. Evolución coste medio mundial del módulo fotovoltaico por vatio producido. 1975-2007.

(Earth Policy Institute).................................................................................................................. 2 Figura 1.3. Representación esquemática del efecto fotoeléctrico en una célula solar. ..................................... 3 Figura 1.4. Relación tensión-corriente para diferentes niveles de radiación en el SP75/12. (Shell Solar) ....... 5 Figura 1.5. Relación tensión-corriente para diferentes temperaturas en el SP75/12. (Shell Solar). ................. 6 Figura 1.6. Modelo módulo fotovoltaico. ........................................................................................................... 6 Figura 1.7. Circuito equivalente módulo fotovoltaico. ...................................................................................... 7 Figura 1.8. Circuito equivalente módulo fotovoltaico. ...................................................................................... 7 Figura 1.9. Relación tensión-corriente de circuito equivalente al módulo fotovoltaico. ................................... 8 Figura 1.10. Potencia de salida del circuito equivalente al módulo fotovoltaico para 1000 W/m2 y 25 ºC. ..... 8 Figura 1.11. Conexión eléctrica directa de un módulo con una carga. ............................................................. 9 Figura 1.12. Punto de trabajo del módulo fotovoltaico en función de la radiación y la carga. ........................ 9 Figura 1.13. Cargador de batería. ..................................................................................................................... 9 Figura 1.14. Potencia de salida del circuito equivalente al módulo fotovoltaico para 1000 W/m2 y 25 ºC. ... 10 Figura 1.15. Conexión a través de etapa adaptadora. ..................................................................................... 11 Figura 1.16. Representación de un convertidor DC/DC.................................................................................. 11 Figura 1.17. Implementación de la etapa adaptadora con una conversor DC/DC controlado por MPPT. .... 12 Figura 1.18. Representación de un convertidor DC/AC. ................................................................................. 12 Figura 1.19. Onda cuadrada junto a armónicos. ............................................................................................. 13 Figura 1.20. Tensión en la salida de un ondulador PWM................................................................................ 13 Figura 1.21. Tensión en la salida de un ondulador multinivel [9]................................................................... 14 Figura 2.1. Diagrama de bloques de sistema ondulador. ................................................................................ 15 Figura 2.2. Diagrama de bloques de sistema ondulador propuesto. [7] ......................................................... 16 Figura 2.3. Diagrama de bloques de sistema ondulador de n ramas............................................................... 17 Figura 2.4. Diagrama de bloques de un convertidor conmutado con características de LFR. [4] ................. 18 Figura 2.5. Esquema convertidor boost. [4] .................................................................................................... 18 Figura 2.6. Esquema simulado en PSIM del LFR boost. ................................................................................. 19 Figura 2.7. Esquema simulado en PSIM para comprobar el LFR boost. ........................................................ 19 Figura 2.8. Respuesta del LFR boost para una perturbación de 10 V en la entrada. ...................................... 20 Figura 2.9. Esquema simulado en PSIM para comprobar el seguimiento de la consigna R por el LFR

boost............................................................................................................................................ 21 Figura 2.10. Respuesta del LFR boost para referencia R variable.................................................................. 21 Figura 2.11. Respuesta del LFR boost para referencia R variable.................................................................. 22 Figura 2.12. Esquema simulado en PSIM para comprobar la respuesta para perturbaciones en el valor

de la resistencia conectada en la salida del LFR boost. ............................................................. 22 Figura 2.13. Respuesta para perturbaciones en el valor de la resistencia conectada en la salida del LFR

boost............................................................................................................................................ 23 Figura 2.14. Diagrama de bloques del sistema MPPT. [3] ............................................................................. 23 Figura 2.15. Esquema simulado en PSIM del MPPT....................................................................................... 24 Figura 2.16. Esquema simulado en PSIM para comprobar el MPPT.............................................................. 24 Figura 2.17. Esquema utilizado para simular el módulo fotovoltaico. ............................................................ 24 Figura 2.18. Respuesta del LFR con MPPT..................................................................................................... 25 Figura 2.19. Detalle de la respuesta del LFR con MPPT. ............................................................................... 26 Figura 2.20. Representación del girador tipo G. ............................................................................................. 26 Figura 2.21. Diagrama de bloques de un convertidor conmutado con característica de girador G. [1] ........ 27 Figura 2.22. Esquema convertidor buck con filtro de entrada. [1].................................................................. 27 Figura 2.23. Esquema del girador tipo G. ....................................................................................................... 28 Figura 2.24. Esquema simulado en PSIM para comprobarla respuesta del girador tipo G a

perturbaciones de tensión de entrada y a perturbaciones en la carga de salida........................ 29 Figura 2.25. Respuesta del girador tipo G....................................................................................................... 29 Figura 2.26. Diagrama de bloques del rectificador de puente completo. ........................................................ 30


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Figura 2.27. Esquema del rectificador de puente completo de precisión. ....................................................... 31 Figura 2.28. Esquema simulado en PSIM del girador tipo G con referencia senoidal rectificada positiva.... 31 Figura 2.29. Respuesta del girador con la referencia...................................................................................... 32 Figura 2.30. Esquema del puente en H. ........................................................................................................... 32 Figura 2.31. Funcionamiento del puente en H................................................................................................. 33 Figura 2.32. Esquema del puente en H. ........................................................................................................... 33 Figura 2.33. Esquema simulado en PSIM del girador tipo G con puente en H. .............................................. 34 Figura 2.34. Respuesta del puente en H conectado al girador tipo G. ............................................................ 34 Figura 2.35. Funcionamiento del transformador ideal. ................................................................................... 35 Figura 2.36. Esquema simulado en PSIM del girador tipo G conectado a red con transformador................. 35 Figura 2.37. Respuesta del sistema conectado a red. ...................................................................................... 36 Figura 2.38. Esquema simulado en PSIM para comprobar el ondulador completo. ....................................... 37 Figura 2.39. Esquema de la nueva referencia para girador. ........................................................................... 37 Figura 2.40. Esquema del nuevo girador tipo G.............................................................................................. 38 Figura 2.41. Circuito equivalente módulo fotovoltaico. .................................................................................. 38 Figura 2.42. Detalle corrientes ondulador y red. ............................................................................................ 39 Figura 2.43. Respuesta del ondulador con perturbaciones en los paneles por temperatura y radiación. ....... 39 Figura 2.44. Detalle de la respuesta del ondulador con perturbaciones en los paneles por temperatura y

radiación. .................................................................................................................................... 40 Figura 2.45. Esquema de modelado para el módulo fotovoltaico con perturbación noche-día. ..................... 40 Figura 2.46. Respuesta del ondulador con respuesta noche-día en los paneles. ............................................. 41 Figura 2.47. Detalle de la respuesta del ondulador con respuesta noche-día en los paneles. ........................ 42 Figura 3.1. Configuración módulos fotovoltaicos nº 1..................................................................................... 43 Figura 3.2. Configuración módulos fotovoltaicos nº 2..................................................................................... 43 Figura 3.3. Esquema del comparador con histéresis. ...................................................................................... 46 Figura 3.4. Respuesta del comparador con histéresis...................................................................................... 46 Figura 3.5. Esquema de la protección de sobretensión. .................................................................................. 47 Figura 3.6. Potencia disipada en función de la intensidad en directa para el diodo MBR1045...................... 49 Figura 3.7. Condensador y diodo de bootstrap usados por el driver del MOSFET en lado alto..................... 53 Figura 3.8. Encapsulado y diagrama del IRLIZ44N. ....................................................................................... 55 Figura 3.9. Transformador toroidal y esquema de conexiones........................................................................ 56 Figura 4.1. Diagrama secuencia de fases de construcción prototipo. ............................................................. 59 Figura 4.2. Esquema circuital del LFR basado en el convertidor boost.......................................................... 60 Figura 4.3. Esquema circuital del girador tipo G basado en el convertidor BIF. ........................................... 61 Figura 4.4. Esquema circuital del puente en H................................................................................................ 62 Figura 4.5. Esquema circuital del MPPT......................................................................................................... 63 Figura 4.6. Esquema circuital de la referencia para girador y puente en H. .................................................. 64 Figura 4.7. Esquema circuital de la fuente de alimentación. ........................................................................... 65 Figura 4.8. Distribución de los diferentes circuitos del ondulador. ................................................................ 66 Figura 4.9. Layout de componentes para el LFR. ............................................................................................ 67 Figura 4.10. Top layout para el LFR. .............................................................................................................. 67 Figura 4.11. Bottom layout para el LFR. ......................................................................................................... 68 Figura 4.12. Layout de componentes para el girador. ..................................................................................... 68 Figura 4.13. Top layout para el girador. ......................................................................................................... 69 Figura 4.14. Bottom layout para el girador. .................................................................................................... 69 Figura 4.15. Layout de componentes para el puente en H. .............................................................................. 70 Figura 4.16. Bottom layout para el puente en H. ............................................................................................. 70 Figura 4.17. Layout de componentes para el MPPT........................................................................................ 70 Figura 4.18. Top layout para el MPPT. ........................................................................................................... 71 Figura 4.19. Bottom layout para el MPPT....................................................................................................... 71 Figura 4.20. Layout de componentes para la referencia del girador............................................................... 71 Figura 4.21. Top layout para la referencia del girador. .................................................................................. 71 Figura 4.22. Bottom layout para la referencia del girador.............................................................................. 72 Figura 4.23. Layout de componentes para la fuente de alimentación.............................................................. 72 Figura 4.24. Top layout para la fuente de alimentación. ................................................................................. 72 Figura 4.25. Bottom layout para la fuente de alimentación............................................................................. 72 Figura 4.26. Montaje del LFR.......................................................................................................................... 73 Figura 4.27. Montaje del MPPT. ..................................................................................................................... 73 Figura 4.28. Montaje del girador tipo G.......................................................................................................... 74 Figura 4.29. Montaje de la referencia para el girador. ................................................................................... 74


vi

Figura 4.30. Montaje del puente en H.............................................................................................................. 75 Figura 4.31. Ondulador completo con conexiones eléctricas entre los diferentes módulos. ........................... 75 Figura 5.1. Ondulador completo con conexiones eléctricas entre los diferentes módulos. ............................. 76 Figura 5.2. Funcionando el girador tipo G con un convertidor BIF. Vin_LFR_1 = 30 V, Iin_LFR_1 =

5,2 A, Rout,= 3 Ω.......................................................................................................................... 77 Figura 5.3. Funcionando el girador con un convertidor buck.Vin_LFR_1 = 30 V, Iin_LFR_1 = 5,2 A,

Rout,= 3 Ω. ................................................................................................................................... 77 Figura 5.4. Funcionamiento del ondulador con carga constante, Rout,= 3 Ω, para Vin_LFR_1 = 30 V,

Iin_LFR_1 = 5,2 A. ..................................................................................................................... 77 Figura 5.5. Funcionamiento del ondulador con carga constante, Rout,= 3 Ω, para Vin_LFR_1 = 25 V,

Iin_LFR_1 = 4,2 A. ..................................................................................................................... 77 Figura 5.6. Funcionamiento del ondulador con carga constante, Rout,= 3 Ω, para Vin_LFR = 20 V,

Iin_LFR = 3,2 A. ......................................................................................................................... 78 Figura 5.7. Funcionamiento del ondulador con carga constante, Rout,= 3 Ω, para Vin_LFR = 15V,

Iin_LFR = 2,2 A. ......................................................................................................................... 78 Figura 5.8. Funcionamiento del ondulador con carga constante, Rout,= 3Ω, para Vin_LFR = 30V,

Iin_LFR =5,2A. ........................................................................................................................... 78 Figura 5.9. Funcionamiento del ondulador con carga constante, Rout,= 10 Ω, para Vin_LFR = 30 V,

Iin_LFR =5,2 A. La carga es demasiado grande y el girador no puede seguir la consigna. ..... 79 Figura 5.10. Funcionamiento del ondulador con carga variable, Rout,= 5 Ω – 2,5 Ω, Vin_LFR = 30 V,

Iin_LFR =5,2 A. .......................................................................................................................... 80 Figura 5.11. Funcionamiento del ondulador con carga variable, Rout,= 5 Ω – 2,5 Ω, Vin_LFR = 24,8 V,

Iin_LFR = 4 A. ............................................................................................................................ 80 Figura 5.12. Funcionamiento del ondulador con carga variable, Rout,= 5 Ω – 2,5 Ω, Vin_LFR = 14,5 V,

Iin_LFR =2 A.............................................................................................................................. 80 Figura 5.13. Funcionamiento del ondulador con tensión de entrada variable Vin_LFR = 15 V -30 V,

Rout,=3 Ω. .................................................................................................................................... 81 Figura 5.14 Funcionamiento del ondulador con tensión de entrada variable Vin_LFR = 15 V -30 V,

Rout,=3 Ω. .................................................................................................................................... 81 Figura 5.15. Funcionamiento de dos etapas LFR-Girador en paralelo con Rout,=3 Ω, Vin_LFR_1 = 30 V,

Iin_LFR_1 =5,2 A, Vin_LFR_2 = 0 V, Iin_LFR_2 =0 A............................................................ 82 Figura 5.16. Funcionamiento de dos etapas LFR-Girador en paralelo con Rout, = 3 Ω, Vin_LFR_1 = 0 V,

Iin_LFR_1 =0 A, Vin_LFR_2 = 22 V, Iin_LFR_2 =2,1 A.......................................................... 82 Figura 5.17. Funcionamiento de dos etapas LFR-Girador en paralelo con Rout,=3 Ω, Vin_LFR_1 = 14,5

V, Iin_LFR_1 =2 A, Vin_LFR_2 = 14,5 V, Iin_LFR_2 =2 A. .................................................... 82 Figura 5.18. Funcionamiento del ondulador conectado a red con Vin_LFR_1 = 30 V, Iin_LFR_1 =5,2 A,

Vin_LFR_2 = 0 V, Iin_LFR_2 =0 A. .......................................................................................... 83 Figura 5.19. Funcionamiento del ondulador conectado a red con Vin_LFR_1 = 0 V, Iin_LFR_1 =0 A,

Vin_LFR_2 = 22 V, Iin_LFR_2 =2,1 A. ..................................................................................... 83 Figura 5.20. Funcionamiento del ondulador conectado a red con Vin_LFR_1 = 14,5 V, Iin_LFR_1 =2 A,

Vin_LFR_2 = 14,5 V, Iin_LFR_2 =2 A. ..................................................................................... 84 Figura 6.1. Diferentes encapsulados through hole y SMD. ............................................................................. 85 Figura 6.2. Conexión directa a red sin transformador. ................................................................................... 86 Figura 6.3. Estructura del ondulador autónomo.............................................................................................. 86 Figura 6.4. Ondulador trifásico. ...................................................................................................................... 87 Figura 8.1. Topología de un BIF.................................................................................................................... 101 Figura 8.2. Representación genérica de la función (A4.9)............................................................................. 102 Figura 8.3. Región de estabilidad en función de RdCd. .................................................................................. 103 Figura 8.4. Algoritmo de diseño para Rd y Cd en un giradorRegión de estabilidad en función de RdCd. ..... 104

Realización de un Ondulador Monofásico de Tipo Fotovoltaico. CAPÍTULO I

1

1 Introducción.

1.1 Objetivos.

Los objetivos de este proyecto final de carrera son simular, construir y ensayar un prototipo de ondulador monofásico de tipo fotovoltaico. El modelo final deberá trabajar conectado a la red eléctrica, con una potencia de salida máxima alrededor de los 250W y conseguir el máximo rendimiento de los paneles fotovoltaicos. Tomaremos como punto de partida que la conformación del ondulador sea totalmente modular. Es decir, no se diseñará un ondulador en su totalidad sino que se partirá de módulos independientes que se adaptarán para que al unirlos se obtenga un ondulador con las características buscadas. El ondulador resultante deberá permitir la conexión en paralelo de diferentes etapas de potencia para poder ampliar la potencia entregada de manera modular y aprovechando la circuitería común. Además, en la medida de lo posible el ondulador deberá permitir la utilización de diversas fuentes de energía y obtener el mejor rendimiento posible en la conversión energética.

1.2 Energía solar fotovoltaica.

La energía solar es una energía garantizada para 6.000 millones de años y sólo en España sobre cada metro cuadrado de su suelo inciden al año unos 1.500 kilovatios-hora de energía. Entre otros, por estos motivos en los últimos años se ha experimentado un notable crecimiento en la utilización de la energía fotovoltaica, con ello se abre un nuevo ámbito para el desarrollo de tecnologías específicas en este campo, en las que la electrónica es básica para la optimización y aprovechamiento de los recursos energéticos disponibles.

Producción Mundial de Módulos Fotovoltaicos

0

500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

1975

1977

1979

1981

1983

1985

1987

1989

1991

1993

1995

1997

1999

2001

2003

2005

2007

Año

Meg

avat

ios

Figura 1.1. Evolución producción mundial de módulos fotovoltaicos 1975-2007. (Earth Policy Institute)


2

En cuanto a la energía solar fotovoltaica el crecimiento ha sido espectacular (figura 1.1), doblando la producción de módulos producidos cada dos años, incrementándose una media del 48% cada año desde 2002. A finales del año 2007, de acuerdo con los datos preliminares se puede hablar de una producción mundial acumulada de 12.400 megavatios.

Este espectacular crecimiento se debe a diversos factores, entre ellos las políticas de

subvención por parte de los estados, en el caso de España, el R.D. 661/2007, establece un precio de 0,44 €/kWh para instalaciones de menos de 100 kWp (kW de pico) durante los primeros 25 años y de 0.35 €/kWp a partir de entonces. Otro factor es la reducción del coste de los módulos fotovoltaicos que hace de las instalaciones solares fotovoltaicas una inversión más rentable.

Coste Medido Mundial de Módulo Fotovoltaico por Vatio Producido

0

20

40

60

80

100

120

1975

1977

1979

1981

1983

1985

1987

1989

1991

1993

1995

1997

1999

2001

2003

2005

Año

Cos

te(2

007

Dol

ar U

.S.)

por V

atio

Figura 1.2. Evolución coste medio mundial del módulo fotovoltaico por vatio producido. 1975-2007. (Earth Policy Institute)

En el campo de aplicación de la energía solar fotovoltaica, existen dos bloques

básicos, las instalaciones fotovoltaicas de conexión a red y las instalaciones fotovoltaicas autónomas. Por un lado, los sistemas solares fotovoltaicos de conexión a red que no son más que centrales fotovoltaicas de producción de energía eléctrica conectadas a la red general. Este sistema ha revolucionado el campo de aplicación de la energía solar fotovoltaica, ya que bajo planes estratégicos de ámbito mundial se ha promovido la proliferación de minicentrales fotovoltaicas que ocupan básicamente espacios urbanos infrautilizados con buen nivel de radiación, acercando así la generación de energía limpia a los puntos de consumo.

Por otro lado, históricamente los sistemas solares fotovoltaicos han sido utilizados

como sistemas energéticos para aplicaciones remotas, aisladas de la red de suministro. En la actualidad la principal aplicación de los sistemas fotovoltaicos autónomos se ha centrado en el ámbito rural, especialmente para cubrir la demanda energética de viviendas o poblaciones aisladas.


3

Este tipo de aplicación, contrariamente a lo que pudiera parecer, esta en plena expansión, especialmente en zonas donde el déficit de electrificación todavía es importante como es el caso de las zonas rurales de España, país donde en la actualidad las instalaciones solares fotovoltaicas autónomas, superan en número y potencia a las de conexión a la red.

Otra aplicación futura podría estar en la ‘tecnología del hidrógeno’, utilizando la

energía solar para obtener hidrógeno con el que alimentar las ‘pilas de combustible’, actualmente en desarrollo.

1.3 Características del módulo fotovoltaico.

La conversión fotovoltaica se basa en el efecto fotoeléctrico, es decir, en la conversión de la energía lumínica proveniente del sol en energía eléctrica. Para llevar a cabo esta conversión se utilizan unos dispositivos denominados células solares, constituidos por materiales semiconductores en los que artificialmente se ha creado un campo eléctrico constante (mediante una unión p-n).

Cuando sobre un semiconductor incide una radiación luminosa con energía suficiente

para romper los enlaces de los electrones de valencia y generar pares electrón-hueco, la existencia de una unión p-n separa dichos pares, afluyendo electrones a la zona n y huecos a la zona p, creando, en resumen, una corriente eléctrica que atraviesa la unión desde la zona n a la p, y que puede ser entregada a un circuito exterior (saliendo por la zona p y entrando por la n). De esta manera, cuando se expone una célula solar a la luz del sol se hace posible la circulación de electrones y la aparición de corriente eléctrica entre las dos caras de la célula.

Figura 1.3. Representación esquemática del efecto fotoeléctrico en una célula solar.

Las células solares se componen esencialmente de silicio y otros aditivos. En función

del tipo de aditivos o dopantes se añadan y la estructura final que tome el silicio se podrán distinguir entre tres tipos de células.


4

1.3.1 Silicio monocristalino. El material de silicio caracterizado por una disposición ordenada y periódica de átomo,

de forma que sólo tiene una orientación cristalina, es decir, todos los átomos están dispuestos simétricamente. sc-Si (single crystal). Presentan un color azulado oscuro y con un cierto brillo metálico. Alcanzan rendimientos de hasta el 17%.

1.3.2 Silicio policristalino. El silicio depositado sobre otro sustrato, como una capa de 10-30 micrómetros y

tamaño de grano entre 1 micrómetro y 1 mm. Las direcciones de alineación van cambiando cada cierto tiempo durante el proceso de deposición. Alcanzan rendimientos de hasta el 12%.

1.3.3 Silicio amorfo. El silicio amorfo es un compuesto hidrogenado de silicio, no cristalino. No existe

estructura cristalina ordenada, y el silicio se ha depositado sobre un soporte transparente en forma de una capa fina. Presentan un color marrón y gris oscuro. Las células de silicio amorfo (no cristalino) parecen tener unas perspectivas de futuro muy esperanzadoras. Esta tecnología permite disponer de células de muy delgado espesor y fabricación más simple y barata, aunque con eficiencia del 6-8%. Su principal campo de aplicación en la actualidad se encuentra en la alimentación de relojes, calculadoras, etc. Son muy adecuadas para confección de módulos semitransparentes empleados en algunas instalaciones integradas en edificios

También se utilizan semiconductores compuestos (GaAs, CdTe, InP, etc.). Dado que

diferentes materiales responden a diferentes longitudes de onda, una esta manera se puede aumentar la eficiencia al utilizar varias capas de materiales diferentes.

1.4 Características eléctricas de los módulos fotovoltaicos. Las características eléctricas principales que se tienen en cuenta a la hora de elegir un

módulo fotovoltaico son las siguientes:

Corriente de cortocircuito SCI Tensión de circuito abierto OCV Potencia máxima en punto de máxima potencia MAXP Intensidad máxima en punto de máxima potencia MAXI Tensión máxima en punto de máxima potencia MAXV

Estas características marcarán el comportamiento del panel en circuito abierto,

cortocircuito y trabajando a máxima potencia. Existen otros parámetros como la influencia de la temperatura sobre el módulo fotovoltaico o la máxima tensión de aislamiento.


5

Aunque existe una gran variedad de módulos fotovoltaicos en el mercado sólo vamos a estudiar un pequeño grupo de ellos. En este proyecto se utilizarán módulos de 12 V con una potencia de 85 W y por este motivo nos centraremos en esta gama de paneles para profundizar más sobre sus características.

A continuación, tenemos una tabla comparativa de diferentes modelos de paneles con

una potencia entorno de los 85 W y 12 V donde se muestran las características eléctricas y mecánicas más destacadas.

Fabricante Kyocerasolar Ikarus Suntech BP Solar Isofotón Astro-Power

Modelo KC85T IK85 STP085-12/B BP585S IS-75/12 APX-90 PMAX (Wp) 87 85 85 85 75 90

IMAX (A) 5,02 5,10 4,82 4,72 4,34 5,20 VMAX(V) 17,4 16,7 17,6 18 17,3 17,3

ISC(A) 5,34 5,38 5 5 4,67 5,8 VOC(V) 21,7 21 21,6 22,1 21,6 21,9

Alto(mm) 1007 1445 1196 1209 1224 1633 Ancho(mm) 652 580 534 537 545 660 Prof.(mm) 36 34 35 36 39,5 35

Tabla 1.1. Comparativa de módulos fotovoltaicos de diferentes

fabricantes en el mismo rango de potencia. Observando, de forma general, para una potencia de 85 W tendremos que la tensión y

la intensidad de trabajo en el punto de máxima potencia tomarán un valor de 5 A y la tensión 17 V respectivamente. Estos valores se tendrán en cuenta a la hora de modelar el módulo fotovoltaico y para diseñar el ondulador.

Figura 1.4. Relación tensión-corriente para diferentes niveles de radiación en el SP75/12. (Shell Solar)


6

Además de los valores máximos que toma el módulo también se deberá tener en cuenta el comportamiento dinámico de los módulos fotovoltaicos. En las figuras 1.4 y 1.5 podemos observar la relación tensión-corriente en función de la radiación y de la temperatura. Estas características variarán de un módulo ha otro pero el comportamiento básico es el mismo para todos lo módulos.

Figura 1.5. Relación tensión-corriente para diferentes temperaturas en el SP75/12. (Shell Solar).

1.5 Modelo del módulo fotovoltaico. Para poder realizar simulaciones donde intervengan módulos fotovoltaicos se deberá

encontrar un modelo que represente de la manera más precisa el comportamiento de los módulos. El esquema eléctrico que representa el módulo fotovoltaico es el siguiente:

Figura 1.6. Modelo módulo fotovoltaico. Idc representa la corriente de cortocircuito de la célula, Rs la resistencia de los

contactos y conexiones, Rp representa la resistencia a las corrientes de fuga. El diodo representa la unión PN de la célula, cuya expresión general describe la ecuación 1.1, donde Isat = corriente de saturación, Id = corriente en al unión, Vd = tensión en la unión, Vt=K·T/e.


7

⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢

⎣

⎡−=

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛

1· t

d

kVV

satd eII (1.1)

Para conseguir un modelo con las características tensión-corriente vistas anteriormente se utilizará el circuito de la figura siguiente:

Figura 1.7. Circuito equivalente módulo fotovoltaico. Para el elemento no lineal, se ha utilizado una función i = f(v) según la ecuación 1.2.

( )[ ]1·1 10 −= − Vd eI (1.2)

Para añadir el efecto que puede causar un cambio de temperatura o un cambio en el

nivel de irradiación que incide en el módulo se han añadido dos perturbaciones al esquema anterior.

Figura 1.8. Circuito equivalente módulo fotovoltaico. Existen características como el comportamiento dinámico en alta frecuencia de la

unión PN que no se tiene en cuenta en el modelo. Aunque el modelo no sea del todo perfecto para poder comprobar el funcionamiento del ondulador ya nos servirá. Para comprobar la validez del modelo propuesto se realizara una simulación.

En la figura 1.9 tenemos los resultados de la simulación, los diferentes trazados

corresponden a las situaciones siguientes: Línea de puntos: Irradiación = 1000 W/m2, temperatura = 25 ºC. Línea con círculos: Irradiación = 650 W/m2, temperatura = 25 ºC. Línea con cuadrados: Irradiación = 1000 W/m2, temperatura = 65 ºC. Como podemos ver el comportamiento del módulo fotovoltaico bajo las diferentes

perturbaciones de radiación y temperatura, coincide con las curvas vistas para los paneles comerciales. Por lo tanto, damos por válido el modelo para los módulos que utilizaremos en este proyecto.

Irradiación

Temperatura


8

Figura 1.9. Relación tensión-corriente de circuito equivalente al módulo

fotovoltaico.

Figura 1.10. Potencia de salida del circuito equivalente al módulo

fotovoltaico para 1000 W/m2 y 25 ºC.

1000

650

25 65

Tensión (V)

Inte

nsid

ad (A

)

Tensión (V)


9

1.6 Acoplamiento de los módulos fotovoltaicos a una carga.

Como hemos visto la característica tensión intensidad de los módulos fotovoltaicos varía considerablemente con las condiciones del entorno. Parámetros como la radiación solar, la temperatura e incluso la carga conectada al módulo harán variar su punto de trabajo. Por tanto, conseguir que el panel trabaje en su punto de trabajo óptimo no será tarea fácil.

1.6.1 Conexión directa al módulo fotovoltaico. En la siguiente figura se muestra el caso más sencillo de conexión entre un módulo

fotovoltaico y una carga resistiva o una batería.

Figura 1.11. Conexión eléctrica

directa de un módulo con una carga.

Figura 1.12. Punto de trabajo del módulo fotovoltaico en función de la radiación y la carga.

Como se puede ver según el valor de la resistencia de carga se trabajará a un nivel u

otro de potencia que además variará con el nivel de radiación solar. Sólo los puntos marcados con una estrella son las zonas donde el panel fotovoltaico entrega la máxima potencia. En el caso de que el módulo fotovoltaico trabaje sobre una batería, esta última marca el valor de la tensión de trabajo del módulo. El punto donde corta con la característica del panel, representados con círculos, tampoco será el punto de máxima potencia que podría entregar el panel, además según el nivel de carga de la batería variará la tensión en sus bornes lo cual modificará el punto de trabajo del módulo fotovoltaico.

Si ponemos un ejemplo práctico de la conexión de un módulo fotovoltaico con una

batería, se verá claramente como influye la tensión de la batería con el punto de trabajo del panel fotovoltaico. Supongamos el panel modelado en el apartado anterior trabajando con una radiación de 1000W/m2 a 25ºC conectado a través de un diodo a una batería 12V.

Figura 1.13. Cargador de batería.

Panel FV

Ipv

Vpv

Carga

Panel FV

Ipv

Vpv Vbat


10

En un primer momento la batería esta descargada y tiene en bornes una tensión de 11 V, cuando la batería esta a punto de conseguir su máxima carga la tensión en sus bornes es de 14 V. Estos dos estados expuestos para la batería se traducen en dos puntos diferentes de trabajo para el panel, punto 1 y punto 2 respectivamente.

Figura 1.14. Potencia de salida del circuito equivalente al módulo

fotovoltaico para 1000 W/m2 y 25 ºC. El rendimiento que obtendríamos por el cargador de batería fotovoltaico planteado se

puede expresar de la siguiente manera:

100·100···

___ MPPpv

bat

MPPpvMPPpv

batbat

PP

IVIV

==η (1.3)

donde, batV y batI son la tensión y la intensidad de carga de la batería.

MPPpvV _ y MPPpvI _ son la tensión y la intensidad del módulo fotovoltaico en el punto de máxima potencia.

Si calculamos el rendimiento que tenemos en el cargador de batería para los dos

puntos de trabajo, omitiendo las perdidas del diodo, obtenemos lo siguiente:

Punto de trabajo Tensión(V) Potencia(W) Rendimiento (%) Punto 1 11 55,48 63,8 Punto 2 14 69,91 80,4 Punto de máxima potencia 18 86,95 100

Tabla 1.2. Comparativa de rendimientos según el punto de trabajo.

Tensión (V)

Punto 1

Punto 2

Punto de máxima potencia


11

1.6.2 Etapa de adaptación entre módulo fotovoltaico y carga. Para conseguir optimizar la transferencia de potencia entre módulo fotovoltaico y la

carga conectada se deberá implementar un circuito que permita trabaja a ambos en condiciones óptimas. Es decir, el módulo fotovoltaico deberá trabajar en un punto de trabajo que le permita producir la máxima potencia.

En la siguiente figura vemos un esquema en el que se coloca una etapa adaptadora

entre el módulo y la carga.

Figura 1.15. Conexión a través de etapa adaptadora. Las tensiones e intensidades que aparecen podrán ser diferentes las unas de las otras

siempre y cuando se cumpla la condición:

cpvMAXpv PPP ==_ (1.4) Es decir, la potencia en la entrada y la salida de la etapa adaptadora ha de ser la misma

y a su vez tendrán que ser iguales que la potencia máxima que puede entregar el módulo fotovoltaico. La solución más apropiada para conseguir esta etapa adaptadora será un convertidor DC/DC que adaptará su impedancia de entrada para conseguir que el panel trabaje en su punto de máxima potencia.

Por convertidor DC/DC se entiende un circuito que electrónico de potencia que

convertirá una tensión continua en otro nivel de tensión continua. El circuito utilizado habitualmente para implementar este convertidor será el convertidor conmutado. El convertidor conmutado se forma a partir de elementos almacenadores de energía, bobinas y condensadores, más interruptores electrónicos. En función de la combinación que hagamos de los elementos básicos obtendremos diferentes topologías de convertidor conmutado. Cada topología tendrá unas propiedades diferentes que marcarán las características de cada convertidor.

Figura 1.16. Representación de un convertidor DC/DC.

Panel FV

Ipv

Vpv

Etapa Adaptadora

Carga

Ic

Vc

I1 I2

+ V1 -

Consigna

+ V2 -


12

El convertidor DC/DC recibirá la consigna de trabajo desde un control basado en el seguimiento del punto de máxima potencia (MPPT). Éste observará el funcionamiento del módulo fotovoltaico constantemente adaptando la consigna dada al conversor DC/DC en función de la potencia máxima que pueda generar el módulo.

Figura 1.17. Implementación de la etapa adaptadora con una conversor DC/DC controlado por MPPT.

1.7 Conversión de la energía solar fotovoltaica a corriente alterna.

Aunque existen aplicaciones que funcionan con corriente continua y pueden ser alimentadas directamente de los paneles fotovoltaicos, no es lo habitual. Normalmente, deberemos convertir la corriente continua procedente de los módulos a corriente alterna que es más común para el uso en las cargas eléctricas. Particularmente, en este proyecto la conversión a corriente alterna es obligada puesto que se trata de incorporar la energía de los módulos fotovoltaicos a la red eléctrica. De la conversión de corriente continua a corriente alterna se encarga el ondulador o inversor. Además, del tipo de ondulador, autónomo o de conexión a red, otros factores importantes de los onduladores serán: el tipo de onda que generan, potencia, tensión, frecuencia y distorsión de la señal de salida al igual que también será importante el rendimiento conseguido por la unidad. A continuación, se describen brevemente los onduladores más conocidos.

Figura 1.18. Representación de un convertidor DC/AC.

1.7.1 Inversor de onda cuadrada.

Este tipo de inversores son los más sencillos y únicamente regulan la tensión, e invierten periódicamente el sentido de la corriente sobre la carga. Son los más económicos, pero también lo menos eficientes, ya que producen gran cantidad de armónicos, que producen elevada distorsión armónica e interferencias electromagnéticas.

Panel FV

Ipv

Vpv

Carga

Ic

Vc

Conversor DC/DC

MPPT

Control

Conversor

DC/AC

I1 I2

+ V1 -

+ V2 -


13

Este tipo de convertidores está actualmente en desuso y sólo es adecuado para cargas de pequeña potencia, aunque ciertos dispositivos electrónicos no admiten este tipo de forma de onda para su funcionamiento.

Figura 1.19. Onda cuadrada junto a armónicos.

1.7.2 Inversor con modulación de anchura de pulso (PWM).

Este tipo de inversores es un poco más sofisticado que el anterior. La anchura de los pulsos de salida se va modificando a lo largo del ciclo para acercarse a la forma de onda sinusoidal. La onda de salida tampoco es una sinusoidal pura, pero el contenido de armónicos es mucho menor que en los de onda cuadrada y tienen un rendimiento bastante elevado. Este tipo de onduladores son los más extendidos actualmente.

Figura 1.20. Tensión en la salida de un ondulador PWM.


14

1.7.3 Inversor multinivel.

Los inversores multinivel son inversores de última tecnología que pueden generar corrientes o incluso voltajes sinusoidales con mucho menor contenido armónico que los inversores convencionales. Si el número de niveles es lo suficientemente alto, se puede obtener un voltaje y corriente casi perfecto. La tecnología multinivel permite generar señales de corriente y voltaje de mejor calidad que las obtenidas con técnicas de modulación por ancho de pulso aunque son mucho más complejos.

A medida que el coste de estos convertidores se acerque a los de onda modulada en

anchura de pulso se espera que su uso se popularice. En la siguiente figura se puede observar como según vamos aumentando el número de niveles se consigue una señal senoidal más perfecta.

Figura 1.21. Tensión en la salida de un ondulador multinivel [9].

Realización de un Ondulador Monofásico de Tipo Fotovoltaico. CAPÍTULO II

15

2 Estructura Propuesta.

El objetivo de este proyecto es construir un ondulador monofásico de tipo fotovoltaico para realizar la conexión a red de diversos módulos fotovoltaicos. Tomaremos para su diseño los siguientes criterios: construcción modular del ondulador, aprovechamiento máximo de los módulos fotovoltaicos, posibilidad de la conexión en cascada de las etapas de potencia y realización de la conversión energética con el mayor rendimiento posible. Todas estas características se plasmarán en un ondulador cuyo funcionamiento se puede dividir en tres etapas.

En la figura 2.1 se muestra la estructura del ondulador monofásico de tipo fotovoltaico

conectado a red y se identifican las 3 etapas.

Figura 2.1. Diagrama de bloques de sistema ondulador. En la primera etapa se buscará el punto de trabajo de máxima potencia del módulo

fotovoltaico, es decir, se adaptará la impedancia de entrada del ondulador para que el módulo fotovoltaico trabaje en el punto óptimo. En la segunda etapa se creará una corriente senoidal que estará sincronizada con la señal de red con un convertidor DC/AC. Posteriormente en la última etapa, la corriente senoidal será inyectada a la red mediante un transformador que dotará al sistema de aislamiento y adaptación de tensiones.

El conversor DC/DC de la entrada se comportará como un de resistor libre de pérdidas

en ingles “Lost Free Resistor” (LFR) el cual emulará en sus terminales de entrada una resistencia de valor variable. Este elemento recibirá la consigna de la resistencia que debe emular del circuito de control seguidor de punto de máxima potencia en inglés “Maximum Power Point Track” (MPPT). El MPPT variará la consigna de resistencia en función de las lecturas de tensión e intensidad entregadas por el módulo fotovoltaico, buscando que la potencia extraída del módulo fotovoltaico sea siempre la máxima.

El convertidor DC/AC se encarga de convertir la corriente continua en corriente

alterna. Para realizar esta conversión se usa un convertidor DC/DC basado en un girador de potencia tipo G que creará un corriente senoidal rectificada. Esta corriente se convertirá en

Conversor

DC/DC

Panel FV

V1 V2 IAC

I1 t t

Red Eléctrica

Conversor

DC/AC + V1-

+V2-

ETAPA 1 ETAPA 2 ETAPA 3

I1 IAC

MPPT


16

una corriente alterna mediante un puente H que irá invirtiendo periódicamente los semiperiodos de la señal alterna.

En la siguiente figura se muestra la configuración del ondulador en el caso de dos fuentes independientes de energía. Cada fuente alimenta una etapa LFR-girador independiente que se conectan en paralelo. La conexión en paralelo es posible gracias a la utilización de giradores de tipo G que ofrecen en su salida una corriente controlada. Por tanto, al tener una fuente de corriente serán fácilmente paralelizables sumando el aporte de corriente de cada girador.

Figura 2.2. Diagrama de bloques de sistema ondulador propuesto. [7]

El caso propuesto para el desarrollo del prototipo de este proyecto sólo supone dos fuentes de energía, pero el ondulador podrá soportar tantas etapas de potencia conectadas en paralelo como se deseen, con la única limitación en la potencia máxima que puedan admitir el puente en H y el transformador. En la figura 2.3 se muestra el diagrama de bloques del ondulador alimentado con n módulos fotovoltaicos que alimentan n etapas LFR-girador que se conectan en paralelo a un mismo puente H y transformador.

LFR

Girador

Puente

H

Panel FV 1

MPPT

LFR

Girador

Panel FV 2

MPPT

Rectificador

Red Eléctrica

IAC

t

+ V12

-

I12

IAC

+V22

-

IG1

t t

V11 V21

I11

t

IG2

t

V12 V22

I12

+ V11

-

+V21

-

I11 IG1

IG2


17

Figura 2.3. Diagrama de bloques de sistema ondulador de n ramas.

2.1 Resistor libre de pérdidas basado en el convertidor boost.

El primer módulo que encontramos en la entrada del ondulador es un conversor DC/DC. Concretamente, es un resistor libre de pérdidas o en inglés “Lost Free Resistor” (LFR) basado en un convertidor conmutador de tipo elevador o boost. El LFR es un bipuerto que, como el transformador o el girador de corriente continua, pertenece a la clase de circuito denominador POPI ( power output = power input). La impedancia de entrada en DC de un LFR es una resistencia. Esta característica tiene numerosas aplicaciones y en nuestro caso una muy interesante, podemos adaptar la impedancia de entrada del convertidor de forma que el punto de trabajo del módulo fotovoltaico sea el punto de máxima potencia.

Las ecuaciones por las que se rige en régimen estacionario el LFR son las siguientes:

V1= r·I1 (2.1) V1·I1 = V2·I2 (2.2) En las ecuaciones anteriores, 1I e 2I son los valores medios de las corriente de

entrada y de salida respectivamente. De manera similar, 1V y 2V representan los correspondientes valores medios de tensión en la entrada y en la salida. En la figura 2.4 se muestra el diagrama de bloques del LFR controlado por un lazo de control en modo deslizamiento. La superficie de este lazo es la siguiente:

LFR

Girador

Puente

H

Panel FV 1

MPPT

Rectificador

Red Eléctrica

LFR

Girador

Panel FV n

MPPT

In

I2

I3

In-1


18

S(x)=V1 - r·I1 (2.3)

Se observa que en régimen estacionario S(x) = 0 y se cumplirá V1= r·I1 y puesto que el

convertidor es una estructura de tipo POPI la ecuación 2.2 también se cumplirá.

Figura 2.4. Diagrama de bloques de un convertidor conmutado con características de LFR. [4]

En la figura 2.4 se muestra el diagrama de bloques de LFR y en la figura 2.5 el

esquema del convertidor boost que sustituye al convertidor genérico recuadrado en línea de puntos de la figura 2.4.

Figura 2.5. Esquema convertidor boost. [4]

El análisis del convertidor boost controlado por deslizamiento nos muestra que el sistema es estable y tiene la siguiente ecuación característica. [4]

02=⎟

⎠⎞

⎜⎝⎛ +

RCs (2.4)


19

2.1.1 Simulación del LFR Boost. En el siguiente esquema tenemos la configuración del LFR implementado con un

convertidor boost. El control del interruptor será en modo deslizante o sliding y se constituirá por un comparador con histéresis. Además se incorporará un sistema de protección contra sobretensiones en la salida del LFR formado por un zener, un transistor y una resistor. Este sistema de protección será de vital importancia para evitar que la tensión en la salida del LFR sobrepase la tensión máxima de funcionamiento del diodo, el MOSFET o del condensador C2 evitando, de esta manera, que se destruyan. El condensador conectado en la salida del LFR servirá para estabilizar la tensión de salida, su valor elevado permitirá al LFR desacoplar mejor la fuente de alimentación de la carga conectada en sus terminales de salida.

Figura 2.6. Esquema simulado en PSIM del LFR boost. Para comprobar el correcto funcionamiento del LFR se simulará su comportamiento

conectando su entrada a una fuente de tensión variable y su salida a un resistor de 10 Ω. La resistencia que emulará en sus terminales de entrada será fija y de valor 4 Ω. Los parámetros de la simulación son los siguientes: Vin = 20 V, C1 = 20 μF, L1 = 170 μH, C2 = 20 mF, R = 4 Ω, Rout = 10 Ω. El circuito empleado para la simulación del LFR es el siguiente:

Figura 2.7. Esquema simulado en PSIM para comprobar el LFR boost.

Protección sobretensiones

Convertidor Boost Filtro de entrada

Comparador con histéresis

Multiplicador analógico


20

En la siguiente gráfica tenemos la tensión e intensidad en la salida del LFR y de la fuente de alimentación respectivamente, en la tabla 2.1 se pueden ver los valores numéricos para cada situación.

Figura 2.8. Respuesta del LFR boost para una perturbación de 10 V en

la entrada.

Intervalo Tiempo(s)

Tensión entrada (V)

Intensidad entrada (A)

Resistencia entrada LFR (Ω)

0,00 - 0,20 20,0 5,0 4 0,20 - 0,25 10,0 2,5 4 0,30 - 0,35 20,0 5,0 4 0,35 – 0,80 20,0 5,0 4

Tabla 2.1. Resistencia de entrada para el LFR.

La resistencia que emula el LFR son los 4 Ω esperados y vemos como se adapta

perfectamente a las perturbaciones de la tensión de entrada.

Seguidamente realizaremos otra simulación en la que la tensión de entrada será fija pero la consigna de resistencia ha emular por el LFR será variable en el tiempo. Los parámetros de la simulación son los siguientes: Vin = 20 V, C1 = 20 μF, L1 = 170 μH, C2 = 20 mF, Rout = 10 Ω. En la siguiente figura se muestra el circuito empleado en la simulación.

V_LF

I_LFR_Out

Iin

Vin


21

Figura 2.9. Esquema simulado en PSIM para comprobar el seguimiento de la consigna R por el LFR boost.

En los resultados obtenidos se puede ver como la resistencia vista desde los terminales

de entrada en el LFR sigue perfectamente a la referencia.

Figura 2.10. Respuesta del LFR boost para referencia R variable.

La tensión salida del LFR está tan amortiguada debido al condensador C2 que por su

gran capacidad suaviza la evolución de la tensión de salida en el LFR. Por lo que respecta a la intensidad de salida describe la forma de una función del tipo tktf /)( = , respuesta que era de esperar al utilizar como consigna R del LFR una señal con forma de rampa.

En la siguiente figura se mostrará el valor calculado de la impedancia de entrada y de

salida del LFR además del valor introducido como consigna R al LFR. Como se puede ver la impedancia de entrada del LFR coincide con la consiga R dada en cada momento.

V_LFR_Out

I_LFR_Out

Iin

Vin


22

Figura 2.11. Respuesta del LFR boost para referencia R variable.

A continuación, verificaremos el funcionamiento del LFR con una perturbación en el

valor de la resistencia de salida. Inicialmente el resistor conectado en la salida valdrá 10 Ω y al cabo de 250 ms pasará a valer 5Ω. Los parámetros de la simulación son los siguientes: Vin = 20 V, C1 = 20 μF, L1 = 170 μH, C2 = 20 mF, R = 4 Ω.

Figura 2.12. Esquema simulado en PSIM para comprobar la respuesta para perturbaciones en el valor de la resistencia conectada en la salida

del LFR boost.

Como se puede ver en la figura siguiente el funcionamiento del sistema sigue siendo correcto, manteniendo en todo momento el valor de la resistencia en los terminales de entrada.

V_LFR_Out/I_LFR_Out

Vin/Iin

R


23

Figura 2.13. Respuesta para perturbaciones en el valor de la resistencia

conectada en la salida del LFR boost.

2.2 Seguimiento del punto de máxima potencia (MPPT)

Como hemos visto el LFR se encarga de adaptar la impedancia de entrada del ondulador. En el caso anterior, la consigna dada al LFR era fija pero como se vio en las características de los módulos fotovoltaicos, no se obtendrá la máxima potencia con una resistencia fija. Según las características de temperatura y sobretodo de irradiación solar la impedancia en DC vista por el módulo fotovoltaico se deberá ajustar, por lo tanto, la consigna del LFR deberá variar consecuentemente.

El módulo encargado de variar la consigna del LFR será el MPPT el cual monitorizará

constantemente la potencia que entrega el módulo fotovoltaico y buscará el punto de máxima potencia. Básicamente el MPPT observará la derivada de la potencia que entrega el módulo fotovoltaico y variará la consigna dada con el siguiente criterio: si la derivada de la potencia (g) crece se mantiene el signo del incremento de la consigna (ε) y si la derivada decrece se invierte el signo del incremento de la consigna. En la siguiente figura tenemos un diagrama de bloques del MPPT.

Figura 2.14. Diagrama de bloques del sistema MPPT. [3]

Vin

Iin

I_LFR_Out

V_LFR_Out

Rout


24

2.2.1 Simulación del MPPT.

El esquema para el MPPT de la figura 2.15 implementa el algoritmo de control para la búsqueda del extremo visto anteriormente. De izquierda a derecha tenemos en primer lugar el multiplicador analógico que encuentra la potencia que entrega el módulo fotovoltaico multiplicando la tensión por la intensidad. Seguidamente, el valor de la potencia se filtra con un filtro paso bajo para eliminar el ruido de alta frecuencia y se deriva. La derivada va a un comparador con histéresis el cual ataca al flip-flop con retardo. Finalmente, la salida del flip-flop va al integrador que calcula la consigna para el LFR la cual se adapta en ganancia y se le añade un pequeño offset.

Figura 2.15. Esquema simulado en PSIM del MPPT. Utilizando el siguiente circuito se comprobará el funcionamiento del LFR,

sustituiremos la referencia fija para el LFR por el MPPT explicado.

Figura 2.16. Esquema simulado en PSIM para comprobar el MPPT.

El modelo utilizado para simular el módulo fotovoltaico será el explicado

anteriormente, a continuación tenemos su esquema.

Figura 2.17. Esquema utilizado para simular el módulo fotovoltaico.

Retardo flip-flop

Integrador

Filtro de entrada y derivador



Ajuste offset


25

Figura 2.18. Respuesta del LFR con MPPT.

En la figura anterior tenemos los resultados de la simulación del MPPT actuando sobre

el LFR. Se puede observar que el módulo fotovoltaico trabaja en un punto de operación que oscila entorno al punto de máxima potencia y, a pesar de las perturbaciones, el sistema se estabiliza de manera que el módulo fotovoltaico siempre trabaja en su zona óptima. La potencia entregada no es constante y tiene un rizado debido al propio sistema de control. Como hemos visto una vez que el MPPT encuentra el punto de máxima potencia no deja una consigna fija sino que se mantiene oscilando entorno de este punto. En la segunda gráfica tenemos el valor de la referencia que enviamos al LFR el cual se usa para modificar el valor de resistencia emulada en sus terminales de entrada.

A continuación, haremos una ampliación en la escala del tiempo para poder ver con más detalle la evolución de la tensión, intensidad y potencia que entrega el módulo fotovoltaico junto con la consigna que da el MPPT. Para poder observar las magnitudes se ha cambiado la escala de la potencia y la tensión del módulo fotovoltaico de manera que todas las magnitudes queden unas cerca de las otras.

I_PV_out*V_PV_out

R


26

Figura 2.19. Detalle de la respuesta del LFR con MPPT.

2.3 Girador de potencia tipo G

Un girador de potencia de tipo G se define como un convertidor conmutado que satisface las ecuaciones 2.5 y 2.6 y con la característica que la corriente de entrada y la corriente de salida no son pulsantes. El girador de potencia de tipo G con la corriente de salida controlada se comporta como una fuente de corriente en el puerto de salida.

21 ·VgI = (2.5) 12 ·VgI = (2.6)

Figura 2.20. Representación del girador tipo G. Dentro del ondulador el girador cumplirá la función de crear una corriente senoidal

rectificada. Observando sus características la función dentro del ondular la podrá cumplir sin ningún problema, variando el factor g será posible variar la forma de la señal de salida. Además gracias a si característica de fuente de corriente en su salida nos permitirá la conexión en paralelo de múltiples giradores.

I_PV_out*V_PV_out

R

I_PV_out

V_PV_out

+ V1 -

+ V2 -

I1 I2


27

Figura 2.21. Diagrama de bloques de un convertidor conmutado con característica de girador G. [1]

En la figura 2.21 vemos como el convertidor DC/DC es controlado mediante un

control por deslizamiento o sliding cuya superficie cumple con las características de un girador tipo G.

12)( gvixS −= (2.7) El convertidor conmutado DC/DC usado para implementar el girador será un

convertidor reductor o buck con filtro de entrada en inglés “buck with input filter” (BIF). El esquema del convertidor BIF se muestra a continuación.

Figura 2.22. Esquema convertidor buck con filtro de entrada. [1] El análisis del girador de tipo G basado en el convertidor BIF controlado por

deslizamiento nos muestra que el sistema es estable y tiene la siguiente ecuación característica. [1]

0)(1

2

=⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+ sP

RCs (4.8)

donde

ddddddd CRCLs

CCRRg

CLs

CRg

CRCRssP

111

2

11

2

1

2

1

3 11·11)( +⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−+⎟⎟

⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−++= (4.9)


28

En el apéndice 4, el criterio de Routh se aplicado al polinomio P(S) extrayéndose las siguientes condiciones de estabilidad.

RgCCCR d

dd 21 +< (4.10)

12RLgCR dd > (4.11)

dddddd CRCLRgCCRLgCRRg )()( 124

112222 +<++ (4.12)

En el apéndice 4 se muestra un procedimiento de cálculo para poder determinar el

valor de los componentes del convertidor BIF para garantizar su estabilidad y su correcta respuesta.

2.3.1 Simulación del girador tipo G. La implementación del girador G se realizará con un convertidor de tipo buck con

filtro de entrada (BIF). El control del convertidor, al igual que el LFR se realizará en modo deslizante y se implementará con un comparador con histéresis. Para verificar su funcionamiento se realizará la simulación en PSIM del siguiente girador.

Figura 2.23. Esquema del girador tipo G. Para comprobar la estabilidad del girador se simulará su funcionamiento sometiéndolo

a perturbaciones en la tensión de entrada y de la carga conectada en la salida. El valor de g será 0,25 de manera que la intensidad de salida valdrá un cuarto de la tensión de entrada. Los parámetros de la simulación son los siguientes: Vin = 30 V, L1 = 12 μH, Ra = 1,2 Ω, La = 22 μH, C1 = 12 μF, Rd = 2,2 Ω, Cd = 100 μF, L2 = 150 μH, C2 = 0,1 nF.

Convertidor BIF




29

Figura 2.24. Esquema simulado en PSIM para comprobarla respuesta del girador tipo G a perturbaciones de tensión de entrada y a

perturbaciones en la carga de salida.

La respuesta obtenida mediante simulación se muestra en la figura 2.25. Se puede observar como la intensidad es aproximadamente 30 V · 0,25 y se mantiene en este valor sea cual sea la carga conectada al girador puesto que actúa como una fuente de corriente controlada. En el caso de la perturbación de tensión en la entrada, la tensión baja a 20 V de manera que la intensidad de salida también se modifica proporcionalmente.

Figura 2.25. Respuesta del girador tipo G.

En la siguiente tabla tenemos los valores numéricos para cada situación. Se observa

que la relación entre tensión de entrada e intensidad de salida varia ligeramente respecto de la esperada g = 0,25, pero la diferencia es constante.

Vin

I_Gir_Out

V_Gir_Out


30

Intervalo Tiempo(s)

Tensión Entrada Girador(V)

Intensidad Salida Girador (A)

Valor de g (S)

0,00 – 0,20 30,00 6,83 0,23 0,20 – 0,25 20,00 4,57 0,23 0,40 – 0,80 30,00 6,86 0,23

Tabla 2.2. Valor de g emulado por el girador.

2.4 Referencia para girador

Adjunto al girador tendremos un circuito que se encargará de generar la referencia que corresponde a la conductancia g del girador, de esta forma la corriente de salida del girador reproducirá la corriente senoidal rectificada. Dado que la corriente producida se deberá inyectar a la red eléctrica la señal de referencia tendrá que ser una fiel reproducción de la tensión de red. Es decir, tendremos que rectificar la tensión de red obteniendo como resultado una señal que mantenga la fase, y la forma.

El circuito utilizado para esta misión es un rectificador de puente completo de precisión. Se trata de un circuito formado por dos etapas, en la primera se amplifica y separa de manera independiente el semiperiodo positivo del semiperiodo negativo. En la segunda etapa tenemos un sumador-restador, el cual suma el resultado del semiperiodo positivo del anterior circuito y se resta el resultado del semiperiodo negativo. De esta manera, el semiperiodo positivo queda igual y el semiperiodo negativo al estar restado también se convierte en positivo.

Figura 2.26. Diagrama de bloques del rectificador de puente completo.

2.4.1 Simulación de la referencia para girador. El esquema utilizado para implementar el rectificado de onda completa de precisión es

el siguiente:

V

t V

t

V

t

V

t


31

Figura 2.27. Esquema del rectificador de puente completo de precisión.

Para comprobar el funcionamiento de la referencia junto con el girador se simula el

siguiente circuito. Los parámetros de la simulación son los siguientes: Vin = 40 V, L1 = 12 μH, Ra = 1,2 Ω, La = 22 μH, C1 = 12 μF, Rd = 2,2 Ω, Cd = 100 μF, L2 = 150 μH, C2 = 0,1 nF.

Figura 2.28. Esquema simulado en PSIM del girador tipo G con

referencia senoidal rectificada positiva.

Los resultados obtenidos en la simulación son los esperados, en la primera gráfica tenemos la tensión e intensidad de salida del girador. Como era de esperar la intensidad toma la forma que marca la referencia y mantiene el mismo valor eficaz puesto que la tensión de entrada es constante. Por lo que ser refiere la tensión, debido a la perturbación que tenemos en la carga al ser la intensidad constante tendrá que reducirse.


32

Figura 2.29. Respuesta del girador con la referencia.

2.5 Puente en H

El puente en H se encarga de convertir la corriente procedente del girador de forma senoidal rectificada en senoidal. Para ello se invierten semiperiodos alternos cada 0,01s dando lugar a una señal senoidal de frecuencia 50 Hz. El funcionamiento del puente en H se basa en un inversor en puente completo el cual es la base de bastantes inversores de onda cuadrada.

Figura 2.30. Esquema del puente en H.

Vac

I_Gir_Out

V_Gir_Out

Vref


33

Se puede observar en las figura 2.31 como al cerrar S1 y S2 o S3 y S4 alternativamente se consigue invertir el sentido de la corriente que va a la carga conectada en la salida del puente en H.

Figura 2.31. Funcionamiento del puente en H.

2.5.1 Simulación del puente en H. En la siguiente figura vemos el esquema utilizado para la simulación del puente en H.

Figura 2.32. Esquema del puente en H.

El circuito simulado es el mismo que el utilizado para comprobar el girador

incorporando el puente en H. La señal que se envía al puente en H procede de un comparador con cero de la señal senoidal de red. Cuando la señal de red es positiva se envía un uno al puente H y cuando la señal es negativa envía un cero. De esta manera se consigue activar un lado u otro del puente.


34

Figura 2.33. Esquema simulado en PSIM del girador tipo G con puente

en H.

En la siguiente imagen tenemos los resultados de la simulación del girador con el puente H. Como era de esperar la señal conserva las características vistas anteriormente pero esta vez con forma de senoide.

Figura 2.34. Respuesta del puente en H conectado al girador tipo G.

I_HB_Out

V_HB_Out


35

2.6 Transformador

El último bloque constitutivo del ondulador es un transformador monofásico con un primario y un secundario. Su función es adaptar la tensión de trabajo del ondulador a la tensión de la red eléctrica y aislar eléctricamente los dos sistemas. Concretamente, elevará la tensión de salida del puente en H, hecho que permitirá al ondulador trabajar en el rango de la muy baja tensión con las ventajas que esto comporta en la manipulación y diseño del ondulador.

Figura 2.35. Funcionamiento del transformador ideal.

SS

PP V

NNV ·= (2.13)

PS

PS I

NNI ·= (2.14)

S

P

NNN = (2.15)

El valor de N está alrededor de 1/13 de manera que el valor máximo de tensión en la

salida del puente en H rondará los 25 V.

2.6.1 Simulación del transformador. La siguiente figura muestra el esquema con que se ha simulado la conexión a red

mediante transformador del girador.

Figura 2.36. Esquema simulado en PSIM del girador tipo G conectado a red con transformador.

A continuación, tenemos los resultados de la simulación para el girador conectado a

red a través de un transformador.


36

Figura 2.37. Respuesta del sistema conectado a red.

En la primera gráfica se muestran las tensiones de red y en la salida del puente en H.

En la segunda gráfica se pueden ver las intensidades correspondientes a la salida del puente H antes ( I(S3.I_HB_Out) ) y después del transformador ( I_Ond ) y la intensidad que suministra la red. Se constata como todas las señales permanecen inalteradas a lo largo de la simulación a excepción de la corriente suministrada por la red. Esto sucede al aparecer la perturbación en la carga del sistema que obliga a entregar más corriente para mantener la tensión, en girador seguirá entregando la misma corriente puesto que su referencia no se ve modificada por esta perturbación.

2.7 Ondulador con dos módulos fotovoltaicos

Hemos visto el funcionamiento del LFR y del girador por separado. Para verificar el funcionamiento de todos los elementos interconectados del ondulador más la conexión en cascada de dos giradores se realizará la simulación del siguiente circuito. Cada girador irá conectado a un módulo fotovoltaico de características diferentes, el primero trabajará a 12 V – 5 A y el segundo trabaja a 24 V – 5 A. Ambos módulos se basan en el módulo simulado anteriormente presentado perturbaciones para cambio de temperatura y radiación.

V_HB_Out

V_Red

I_Red

I_HB_Out

I_Ond


37

Figura 2.38. Esquema simulado en PSIM para comprobar el ondulador completo.

Para simplificar la vista del circuito final se ha añadido dentro de la referencia para el

girador el comparador que generaba la referencia para el puente H. También se ha añadido a la ganancia del amplificador de instrumentación la ganancia asociada a los giradores, de esta manera el esquema para la referencia del girador queda de la siguiente manera.

Figura 2.39. Esquema de la nueva referencia para girador.

El girador también ha sufrido una pequeña modificación debido a un problema de

tensión baja. Cuando la tensión en la entrada no es suficientemente grande como para llegar al mínimo necesario para satisfacer el nivel de salida, la corriente de salida no podía seguir la referencia. Por este motivo se ha añadido una protección al control del girador de manera que si la tensión no llega a un valor mínimo no genera señal en la salida.


38

Figura 2.40. Esquema del nuevo girador tipo G.

2.7.1 Simulación del ondulador con dos módulos fotovoltaicos. Los resultados obtenidos tras la simulación del ondulador son los mostrados en la

figura 2.42 que contiene 4 gráficas. La primera gráfica corresponde a la potencia entregada por los módulos fotovoltaicos, como era de esperar el segundo módulo entrega el doble de potencia que el primero. Vemos que los dos están sometidos a las mismas perturbaciones y gracias los MPPTs se mantienen en la zona de trabajo óptimas. En la figura 2.41 se recuerda el circuito equivalente utilizado para la simulación del módulo fotovoltaico resaltando las perturbaciones de irradiación y temperatura.

Figura 2.41. Circuito equivalente módulo fotovoltaico. La segunda y tercera gráfica muestra las tensiones de salida de los LFRs y las

intensidades de salida de los giradores respectivamente. Vemos como según aumenta la tensión de entrada del girador también lo hace la intensidad de salida del girador. Por lo que se refiere a la cuarta gráfica tenemos la intensidad que aporta el ondulador y la red a la carga. Según aumenta la intensidad del ondulador que corresponde a la suma de los giradores la intensidad aportada por la red disminuye. En el siguiente detalle de la figura 2.38 se muestran las intensidades referentes al ondulador y a la red.

Irradiación

Temperatura


39

Figura 2.42. Detalle corrientes ondulador y red.

Figura 2.43. Respuesta del ondulador con perturbaciones en los paneles

por temperatura y radiación.

En la siguiente figura se muestra una ampliación de la anterior gráfica donde se aprecia con más detalle la forma de onda en la salida del ondulador.

I_Red

S2.I_Gir_Out

I_Ond

S10.I_Gir_Out

S9.V_LFR_Out

S4.V_LFR_Out

S8.I_PV_Out*S8.V_PV_out



40

Figura 2.44. Detalle de la respuesta del ondulador con perturbaciones en

los paneles por temperatura y radiación. Para conseguir una simulación más dinámica se intentará simular el efecto de la noche

y el día. Para ello se modificará el modelo de los módulos fotovoltaicos de manera que la potencia entrega variará a lo largo del tiempo, empezando desde cero y evolucionando hasta su valor máximo (amanecer), posteriormente volverá a decrecer hasta cero (anochecer). El esquema utilizado para simular el módulo fotovoltaico es el siguiente:

Figura 2.45. Esquema de modelado para el módulo fotovoltaico con

perturbación noche-día.

Los resultados obtenidos en esta simulación son los que tenemos a continuación.

I_Red

S2.I_Gir_Out

I_Ond

S10.I_Gir_Out

S9.V_LFR_Out

S4.V_LFR_Out




41

Figura 2.46. Respuesta del ondulador con respuesta noche-día en los

paneles.

En la primera gráfica tenemos la potencia que entregan los paneles fotovoltaicos donde se puede observar que el MPPT tiene problemas para conseguir la máxima potencia. Esta situación es debida a la particular forma de onda que tiene la potencia en este caso y a la rápida evolución de la señal, es previsible que en un caso real donde las variaciones sean más lentas el seguimiento del punto de máxima potencia sea más preciso. En la segunda gráfica tenemos la tensión de salida en el LFR, dado que los condensadores están descargados la tensión parte de cero y crece según los módulos solares aportan energía. Por lo que respecta al girador como era de esperar, hasta que la tensión de entrada no alcanza los 24 V no deja circular corriente en su salida. Una vez la tensión llega a 24 V siguiendo la referencia de senoidal rectificada genera corriente que crece y decrece en amplitud en función de la tensión de salida del LFR. Finalmente, en la última gráfica se puede ver la intensidad que aporta la red y el ondulador a la carga del sistema simulado. Inicialmente, toda la intensidad la aporta la rede eléctrica y una vez que los módulos fotovoltaicos producen energía la corriente del ondulador va incrementando su valor de manera que la red suministra menos potencia a la carga. Cuando llega la noche y los módulos dejan de producir corriente de nuevo la intensidad aportada por el ondulador a la red decrece hasta hacerse cero y la red eléctrica toma el relevo para alimentar la carga.

I_Red

S2.I_Gir_Out

I_Ond

S8.I_Gir_Out

S7.V_LFR_Out

S3.V_LFR_Out




42

Figura 2.47. Detalle de la respuesta del ondulador con respuesta noche-

día en los paneles.

I_Red

S2.I_Gir_Out

I_Ond

S8.I_Gir_Out

S7.V_LFR_Out

S3.V_LFR_Out



Realización de un Ondulador Monofásico de Tipo Fotovoltaico. CAPÍTULO III

43

3 Dimensionado y selección de componentes.

En el siguiente apartado se procede a detallar los cálculos de los componentes principales de cada módulo del ondulador fotovoltaico y la selección de la solución comercial más adecuada en cada situación.

3.1 Módulos fotovoltaicos

El punto de partida para el dimensionado del ondulador son los módulos fotovoltaicos que tendrá conectados en la entrada. Los módulos disponibles en el laboratorio son de 85W y 12 V de manera que para cumplir lo objetivos del proyecto se propone la siguiente configuración.

CASO 1. Panel 1:

Tensión máxima: 20 V. Intensidad máxima: 5 A. Potencia máxima: 85 W.

Figura 3.1. Configuración módulos fotovoltaicos nº 1.

CASO 2. Paneles 2 y 3 (en serie):

Tensión máxima: 40 V. Intensidad máxima: 5 A. Potencia máxima: 170 W.

Figura 3.2. Configuración módulos fotovoltaicos nº 2.

Cada módulo de potencia se compondrá de un LFR boost con su MPPT asociado y de

un girador. La referencia del girador será común para todos los giradores y al igual que el puente en H solo habrá uno en cada ondulador.

Por tanto, con la configuración expuesta haremos trabajar al ondulador con una

potencia máxima de 255 W y podremos verificar la conexión en cascada de dos módulos de potencia alimentados con fuentes de diferentes características. Para simplificar el diseño del ondulador se buscará una solución única para los módulos de potencia que mediante pequeños ajustes se puedan conectar módulos fotovoltaicos de diferentes características.


44

3.2 LFR Boost

3.2.1 Componentes pasivos: L y C. Calcularemos los componentes pasivos del boost tanto en el caso 1 como en el 2. A

continuación, se muestran los cálculos agrupados para cada caso: CASO 1. Panel 1:

Margen de tensión de entrada: 10 V a 24 V Potencia máxima entregada a la carga: 85 W Frecuencia de conmutación máxima: 400 kHz Rizado máximo de la corriente en la bobina: 1 % Tensión nominal a la salida del convertidor: 40 V Tensión mínima a la salida permitida: 36 V Tiempo de hold – up : 20 ms

El primer paso es calcular el valor de la resistencia de carga para la potencia dada de 85 W. Se obtendrá a partir de la potencia de salida y de la tensión nominal de salida:

L

Outout R

VP2

= out

OutL P

VR2

= 85402

=LR LR = 18,82 Ω (3.1)

A continuación, calcularemos el inductor del boost, para ello necesitamos el rizado

de corriente máximo permitido y el ciclo de trabajo para la condición más desfavorable. Esta situación aparece cuando la tensión de entrada está en su valor mínimo. El primer paso es calcular el valor del rizado de la corriente en la bobina.

LL II ·01,0=Δ (min)

·01,0In

OutL V

PI =Δ 085,0=Δ LI A (3.2)

A continuación, calculamos el ciclo de trabajo.

(min)

(min)1OUT

IN

VV

D −= 36101−=D D = 0,722 (3.3)

Finalmente, podemos calcular el inductor.

sL

IN

fIDV

L·

·(min)

Δ=

200000·085,0722,0·10

=L L = 212,35 μH (3.4)

El cálculo del condensador de filtrado se basa en el tiempo de hold-up. Este marca el

tiempo que tras un fallo en la alimentación del circuito la tensión de salida se mantiene dentro de unos márgenes aceptable de tensión.


45

HU

OUTOUTOut t

VVCP

2(min)

2(max)··

21 −

= C = 11,184 mF (3.5)

CASO 2. Panel 2 y 3:

Para este caso repetiremos los cálculos realizados en caso anterior pero ahora la alimentación del boost procederá de dos paneles conectados en paralelo. Las características que deberá cumplir el convertidor son las siguientes:

Margen de tensión de entrada: 20 V a 48 V Potencia máxima entregada a la carga 170 W Frecuencia de conmutación máxima: 200 kHz Rizado máximo de la corriente en la bobina: 2 %. Tensión nominal a la salida del convertidor: 40 V Tensión mínima a la salida permitida: 36 V Tiempo de hold – up: 20 ms.

Cálculo de resistencia de salida.

L

Outout R

VP2

= R = 9,412 Ω (3.6)

Cálculo del rizado de intensidad y ciclo de trabajo para calcular la bobina del convertidor.

LL II ·02.0=Δ (min)

·02.0In

OutL V

PI =Δ 17,0=Δ LI A (3.7)

(min)

(min)1OUT

IN

VV

D −= D = 0,444 (3.8)

sL

IN

fIDV

L·

·(min)

Δ= L = 261,43 μH (3.9)

Cálculo del condensador de salida.

HU

OUTOUTOut t

VVCP

2(min)

2(max)··

21 −

= C = 11,184 mF (3.10)

Como se puede observar los componentes calculados para el LFR tanto en el caso 1

como en el caso 2 son bastante similares. De esta manera, se decide diseñar un único LFR boost con una L = 220 μH que es un valor bastante comercial y un C = 20 mF. El condensador se ha sobredimensionado ligeramente ya que el valor calculado es el mínimo teórico y puesto que la tensión de salida del LFR es la tensión de entrada para el girador se desea que esté lo más estabilizada posible.


46

3.2.2 Comparador con histéresis.

El sistema de control del LFR se basa en el modo deslizante que se implemente en el circuito con un comparador con histéresis o concretamente, un disparador de Schmitt. La estructura del comparador es la siguiente:

Figura 3.3. Esquema del comparador con histéresis.

Figura 3.4. Respuesta del comparador con histéresis.

Si suponemos Vr igual a cero la relación entre la entrada y la salida es la que se

muestra en la figura 3.4. VOH y VOL son el valor alto y bajo que toma el comparador y VTL y VTH son los valores umbral o de disparo que debe alcanzar la señal de entrada para que cambie de estado. La relación que existe entre estos valores se expresa mediante las siguientes ecuaciones.

OHTH VRR

RV ·21

1

+= (3.11)

OLTL VRR

RV ·21

1

+= (3.12)

De esta manera, fijando los valores de R1 y R2 podremos ajustar el margen de

diferencia entre una señal y otra para que se produzca un cambio de estado. Para el caso del LFR tenemos los siguientes valores: V 5=OHV , V 0=OLV , V 1,0=THV y V 0=TLV . Fijaremos el valor de R1 a 10 kΩ de manera que R2 será:

11

2· R

VVRRTH

OH −= Ω= k 4902R (3.13)

En la simulación se eligió un resistor de 100 kΩ puesto que el valor alto de la salida,

OHV , es igual a 1 V.


47

3.2.3 Protección de sobretensión.

Un inconveniente que tiene el LFR es que si por algún motivo la carga se desconectase el boost seguirá elevando tensión de salida indefinidamente. En la práctica esta situación no sucede pero si puede darse el caso que la tensión de salida se eleve por encima de las tensiones máximas de los componentes. En este caso existe un riesgo potencial de que algún componente se destruya, por este motivo se colocará un dispositivo que “pare” el boost cuando se llega una tensión máxima segura. El esquema de la protección de sobretensión es el siguiente:

Figura 3.5. Esquema de la protección de sobretensión.

El diodo zener seleccionado es el BZX85-C43 con una tensión zener entre 40 – 46 V

y una intensidad máxima de zener de 26 mA. En el peor de los casos el diodo conducirá a los 46 V con lo que quedan 4 V para alcanzar la tensión máxima de trabajo de los condensadores de salida. Una vez que se supera la tensión de zener el diodo conduce libremente en inversa y el resistor Rz se deberá dimensionar correctamente para que no se supere la máxima corriente del diodo.

z

LFRz I

VR = mAVRZ 26

50= Ω= 1923ZR (3.14)

Este es el valor mínimo para que el diodo funcione correctamente pero para evitar

sobre calentamiento y pérdida de potencia se colocara un resistor 10 veces más grande. El valor comercial elegido para el resistor Rz será de 22 kΩ.

Finalmente, deberemos calcular el resistor Rb para limitar la corriente de base en el

transistor. El transistor elegido es el BC109 que en saturación la VEB máxima es de 0,9 V y la intensidad de base deseada es de 1 mA.

B

EBRb I

VVR Z

−=

mAVVRb 1

9.01 −= Ω= 100ZR (3.15)


48

3.2.4 Disipador de calor.

El cálculo del disipador de calor se hará para el LFR que trabaja en el caso 2, 2 paneles en paralelo, ya que son las condiciones más exigentes y en las que se va a disipar más potencia.

Para hacer el cálculo del disipador necesario en el LFR Boost haremos una analogía entre los circuitos eléctricos y los circuitos de flujo de calor. Definiremos la ley de Ohm para un circuito de flujo de calor que quedará expresada de la siguiente manera:

tthaj RPTT _·=− (3.16)

Donde, Tj: Temperatura máxima de la unión del elemento semiconductor. Ta: temperatura ambiente. P: potencia consumida por el componente. Rth_t: resistencia térmica total entre la unión y el aire ambiente.

En esta ecuación habrá unos valores que prefijamos:

CTj º100= , máxima admitida por el dispositivo 175 ºC.

CTa º25=

En el siguiente paso se calculara la potencia que consumirá el componente, en nuestro caso un transistor MOSFET y un diodo Schotty.

MOSFET IRLIZ44N

En el interruptor MOSFET tendremos dos tipos de pérdidas: perdidas por conmutación y pérdidas por conducción. Puesto que la capacidad de puerta del MOSFET utilizado y los tiempos de transición entre estados es pequeño, negligiremos las pérdidas de conmutación en frente de las pérdidas por conducción que serán las mayoritarias. Por lo tanto, la potencia que consume el MOSFET debido a las pérdidas por conducción se expresa de la siguiente manera:

DIRP ·· 2= (3.17)

donde R es la resistencia drenador surtidor del MOSFET. I es la intensidad que circula a través del drenador surtidor. D es el ciclo de trabajo.

La resistencia que tendrá el dispositivo es de 0,035 Ω en el peor de los casos y la intensidad eficaz que circulará es de:

rmsVWI

34 170

= A 5=rmsI (3.18)


49

Por lo tanto la potencia consumida por el MOSFET son:

444,0·5·035,0 2=P WP 389,0= (3.19)

Diodo Schotty MBR 1045

Para saber la potencia que disipa el diodo tendremos que mirar la hoja de características que nos da el fabricante, donde tenemos lo siguiente.

Figura 3.6. Potencia disipada en función de la intensidad en directa para el diodo MBR1045.

La corriente eficaz que circula por el diodo es de 5 A con un ciclo de trabajo de (1-D)

por lo que son 2.8 A. Por lo tanto, según la gráfica anterior la potencia que disipa el diodo en el LFR Boost es de:

WP 1= (3.20)

Volviendo a la ecuación planteada inicialmente:

tthaj RPTT _·=− (3.21)

)·( __ ambcthcjthaj RRPTT −− +=− (3.22)

Despejamos la resistencia térmica y sustituimos los valores conocidos. Para cjthR −_

elegimos el peor caso que es para el MOSFET.

cjthaj

ambcth RP

TTR −− −

−= __ (3.23)


50

C/Wº 3,3 389,1Cº 75

_ −=− WR ambcth (3.24)

C/Wº 70,50_ =−ambcthR (3.25)

Por lo tanto la resistencia térmica que deberá tener el disipador es de C/Wº 0,705 .

3.3 Girador tipo G.

3.3.1 Componentes pasivos: L y C. Calcularemos los componentes pasivos del buck tanto en el caso 1 como en el 2. A

continuación, se muestran los cálculos agrupados para cada caso: CASO 1. Panel 1:

Margen de tensión de entrada: 36 V a 40 V Potencia máxima entregada a la carga: 85 W Frecuencia de conmutación máxima: 200 kHz Rizado máximo de la corriente en la bobina: 5 % Tensión máxima en la salida del convertidor: 27 V Tensión mínima en la salida del convertidor: 0 V Tiempo de hold – up : 2,5 μs

CASO 2. Panel 2 y 3:

Es igual que el anterior pero con una potencia de salida de 170 W.

Se puede observar en las especificaciones del girador que la tensión de salida oscila entre 0 y 27 V. Esto implica que el convertidor buck no va ha trabajar en una zona estable sino que irá variando constantemente el punto de trabajo. Para tener un punto de referencia cogeremos la situación en que la tensión de salida es 27 V. A partir de este valor de inductancia se harán ajustes mediante el sistema de prueba y error para conseguir el comportamiento deseado.

Cálculo del rizado de intensidad y ciclo de trabajo para calcular la bobina del

convertidor.

LL II ·05,0=Δ )·(05,0 OUTINL VVI −=Δ 45,0=Δ LI A (3.26)

(min)

(min)

IN

OUT

VV

D = D = 0,692 (3.27)


51

OutIn

OutOutIn

IfVVVV

LΔ

−=

··)·(

(max)

(max) L = 123,91 μH (3.28)

Cálculo del condensador de salida.

HU

OUTOUTOut t

VVCP

2(min)

2(max)··

21 −

= C = 15,88 μF (3.29)

3.3.2 Comparador con histéresis.

Para hacer el cálculo del comparador con histéresis se procede igual que en el caso del LFR. Particularizando, para el caso del girador tenemos los siguientes valores:

V 5=OHV , V 0=OLV , V 05,0=THV y V 0=TLV . Fijaremos el valor de R1 a 10 kΩ de manera que R2 será:

11

2· R

VVRRTH

OH −= Ω= k9902R (3.30)


De igual manera, que en el caso del LFR calcularemos el disipador necesario para el girador. Utilizaremos la misma expresión que en caso anterior. A continuación, se procede al cálculo de las potencias disipadas por el transistor MOSFET y los diodos Schotty.

MOSFET IRLIZ44N

La potencia que consume el MOSFET se expresa de la siguiente manera:

DIRP ·· 2= (3.31) donde R es la resistencia drenador surtidor del MOSFET. I es la intensidad que circula a través del drenador surtidor. D es el ciclo de trabajo.

La resistencia que tendrá el dispositivo es de 0,035 Ω en el peor de los casos y la

intensidad eficaz que circulará es de:

rmsVWI

18 170

= A5,9=rmsI (3.32)

Por lo tanto la potencia consumida por el MOSFET son:

692,0·5,9·035.0 2=P WP 19,2= (3.33)


52

Diodos Schotty MBR 1045

Mirando la hoja de características del diodo cuando circulan 10 A multiplicado por·(1-D), que son 3,08 A, la potencia que disipa el diodo es:

W5,1=P (3.34)

El segundo diodo esta sometido al paso de 6,3 A eficaces, mirando en la tabla del fabricante vemos que disipará 2,7 W. Por lo tanto la potencia total disipada por los dos diodos es de:

W2,4=P (3.35)

Finalmente, calculamos el valor de la resistencia térmica total entre la unión y el ambiente.

C/Wº 3,3 W39,6Cº 75

_ −=−ambcthR (3.36)

C/Wº 43,8_ =−ambcthR (3.37)


3.3.4 Driver para el MOSFET.

Dadas las características especiales del girador, el transistor MOSFET deberá realizar conmutaciones a alta frecuencia que interesarán, obviamente, que sean lo más rápidas posibles. Además la configuración del convertidor buck hace que el MOSFET se encuentre en una conexión flotante lo que dificulta el trabajo del driver de potencia para el transistor.

El driver seleccionado para controlar el MOSFET del girador será un driver de tipo

bootstrap que mediante una bomba de carga eleva la tensión para alimentar la puerta del MOSFET tomando como referencia la tensión de la fuente. El modelo comercial utilizado es el IR2125 y tendrá dos componentes críticos que serán necesarios calcular: condensador y diodo de bootstrap.


53

Figura 3.7. Condensador y diodo de bootstrap usados por el driver del MOSFET en lado alto.

Cálculo del condensador de bootstrap.

La siguiente ecuación detalla la mínima carga que debe ser suministrada por el

condensador de bootstrap`.

fI

Qf

IQQ leakCbs

lsqbs

gbs)((max)·2 +++= (3.38)

Donde,

gQ = Carga de la puerta del MOSFET.

)(leakcbsI = Corriente de fuga del condensador de bootstrap.

(max)qbsI = Máxima corriente para la circuitería del lado alto driver.

lsQ = diferencia de nivel de carga necesario por ciclo = 5 nC (500 V/600 V IC’s) o 20 nC(1200V ICs)

f = frecuencia de trabajo.

La función del condensador será suministrar suficiente carga para que se mantenga el voltaje estable. Si esto no se cumple la tensión Vbs tendrá mucho rizado y si cae por debajo de la tensión de undervoltage el driver se bloqueará. Por lo tanto el condensador Cbs deberá ser como mínimo el doble del valor anterior. El condensador mínimo se calculará con la siguiente ecuación.

MinLSfCC

leakCbsls

qbsg

VLVVf

IQ

fI

QC

−−−

⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡+++

≥

)((max)2·2 (3.39)

Donde,

fV = Caída de tensión en conducción directa del diodo.

MINV = Tensión mínima entre Vb y Vs.

LSV = Caída de tensión en la carga del MOSFET. Si sustituimos los valores en la ecuación tenemos lo siguiente:

7,7125,115300155

3001048·22

−−−

⎥⎦⎤

⎢⎣⎡ +++

≥C (3.40)

5,505,202

≥C nF40≥C (3.41)


54

El valor obtenido es el mínimo absoluto imprescindible para que funcione el controlador. Debido a la naturaleza del circuito de bootstrap, un valor muy bajo para el condensador Cbs podría traducirse en un daño para el circuito. Por este motivo y para reducir aun más el valor de rizado de la tensión Vbs el valor del condensador obtenido en la ecuación anterior se multiplicará por un factor de 15.

μF6,0=bsC (3.42)

Para conseguir un resultado óptimo y conseguir un buen desacoplo optaremos por colocar un condensador cerámico de 1 μF con bajo ESR.

Cálculo del diodo de bootstrap

El diodo de bootstrap ( bsD ) deberá ser capaz de bloquear la máxima tensión vista en el lado alto del dispositivo cuando el MOSFET es activado. Tiene que ser un diodo de recuperación rápida para minimizar la cantidad de carga que devuelve el condensador de bootstrap a la alimentación, también deberá tener un corriente de fuga inversa lo más pequeña posible para el condensador no se descargue con el tiempo. Por último, la intensidad que debe soportar es el producto de la carga calculada en la ecuación 3.38 y la frecuencia de trabajo.

fQI bsF ·= = 0,04 A (3.43) Por lo tanto las características que deberá tener el diodo son:

RRMV = 20 V

(max)rrt = 100 ns

3.4 Puente en H

3.4.1 MOSFETs.

El componente principal del puente en H son los interruptores que se encargar de invertir periódicamente la señal a la entrada del puente. Concretamente, se compone de 4 MOSFETs que se activan de dos en dos cada vez. Las características eléctricas del puente en H son las siguientes:

Tensión eficaz de entrada: ..........25 V. Tensión máxima: ........................36 V. Intensidad eficaz de entrada: ......10,2 A. Intensidad máxima: .....................15 A. Frecuencia de conmutación: ........10 ms.


55

Los transistores elegidos deberán soportar estas condiciones de trabajo con la menor disipación de potencia y el menor coste posible. Además será interesante que permita un control sencillo y una instalación sobre disipador cómoda.

El transistor elegido para conformar el puente en H es el IRLIZ44N. Soporta una tensión máxima de drenador-surtidor de 55 V, con una resistencia drenador-surtidor de 0,035Ω y una intensidad máxima de drenador de 30 A. Todas las características son suficientes para permitir el correcto funcionamiento del puente en H y además permite el control de puerta con nivel lógico de tensión y se ofrece con encapsulado TO-220 fullpak que permite instalarse sin necesidad de aislantes.

Figura 3.8. Encapsulado y diagrama del IRLIZ44N.


De igual manera que en los casos anteriores calcularemos el disipador necesario para los transistores del puente en H. Utilizaremos la misma expresión que en caso anterior.

A continuación, se procede al cálculo de las potencias disipadas por el transistor MOSFET.

MOSFET IRLIZ44N

La potencia que consume un MOSFET en el peor de los casos ese de:

5,0·2,10·035,0 2=P WP 82,1= (3.44)

Dado que el puente en H tiene 4 interruptores MOSFET la potencia total a disipar es:

WP 28,7= (3.45)

Finalmente, calculamos el valor de la resistencia térmica total entre la unión y el ambiente.

C/Wº 3,3 W28,7Cº 75

_ −=−ambcthR (3.46)

C/Wº 00,7_ =−ambcthR (3.47)



56

3.5 Transformador

La última etapa del ondulador es el transformador, el cual se encargará de adaptar la tensión del ondulador a la de red y dotar al circuito de aislamiento eléctrico. El transformador deberá tener un alto rendimiento a la vez de ser económico. Las características que debe tener el transformador son las siguientes:

Potencia de salida: ......................255 W Tensión de salida eficaz: .............230 V Frecuencia de trabajo: .................50 Hz Tensión de entrada eficaz: ..........18 V Intensidad eficaz de entrada: ......12,6 A

El transformador elegido será de tipo toroidal de estructura abierta. Dispondrá de un

primario y dos secundarios los cuales se podrán conectar en serie o en paralelo para sumar tensiones o intensidades respectivamente.

Figura 3.9. Transformador toroidal y esquema de conexiones.

3.6 Fuente de alimentación

La fuente de alimentación se encarga de suministrar la energía necesaria para que los circuitos que componen el ondulador: LFR, MPPT, girador, referencia y puente H funcionen correctamente. La fuente de alimentación se tendrá que alimentar de la corriente continua que suministran los módulos fotovoltaicos y tendrá que ofrecer unas tensiones de salida estabilizadas que puedan cubrir las necesidades de los circuitos mencionados. Además, se procurará que el rendimiento de la fuente sea lo más elevado posible y permita a su vez que el rendimiento del ondulador sea el mejor posible.

Las tensiones de salida que deberá suministrar la fuente de alimentación son: +12 V, +5 V y -5 V. A continuación, se detallan en forma de tabla los consumos máximos de las cargas asociadas a cada tensión.


57

Consumo LFR y MPPT

Intensidad máxima consumida (mA) Carga +5 V -5 V +12 V

Driver TC4420 3 - - Amplificador INA195 15 - - Comparador LM311 7,5 7,5 - Multiplicador AD835 25 25 - MOSFET IRLI44N 26 - -

Microcontrolador PIC 15 - - AO OPA277 5 5 -

Otros 2 2 -

TOTAL consumo : 98,5 39,5 0

Tabla 3.1. Consumo eléctrico del LFR y MPPT.

Consumo girador y referencia


Driver IR2125 - - 2 Amplificador INA195 15 - - Comparador LM311 7,5 7,5 - Multiplicador AD835 25 25 - MOSFET IRLI44N - - 26

AO OPA4277 7 7 - Otros 2 2 -


Tabla 3.2. Consumo eléctrico del girador y la referencia.

Consumo puente en H


Drivers IR2101 2 - - Drivers IR2102 2 - - Comparador LM311 7,5 7,5 - MOSFETs IRLI44N 0.1 - -


Tabla 3.3. Consumo eléctrico del puente en H.

Si sumamos los consumos para cada tensión tenemos los siguientes resultados.


58

Consumo ondulador

Intensidad máxima consumida (mA) Módulo

+5 V -5 V +12 V LFR y MPPT 98,5 39,5 0 Girador y referencia 56,5 41,5 28 Consumo puente en H 11,6 7,5 0

TOTAL consumo : 166,6 88,5 28 Potencia (W): 0,83 0,44 0,34

Tabla 3.4. Consumo eléctrico del ondulador.

Realización de un Ondulador Monofásico de Tipo Fotovoltaico. CAPÍTULO IV

59

4 Prototipo experimental del ondulador. Hasta ahora se ha hecho el análisis teórico del sistema, en el siguiente apartado

tenemos el desarrollo de los equipos circuitos necesarios para implementar el prototipo del ondulador monofásico experimental. En la siguiente figura tenemos el diagrama de secuencia seguido para el diseño y posterior construcción del ondulador monofásico de tipo fotovoltaico.

Figura 4.1. Diagrama secuencia de fases de construcción prototipo.

4.1 Esquema circuital del ondulador.

Seguidamente, se muestran los esquemas electrónicos para cada módulo desarrollados con OrCAD Capture.

ESTUDIO PREVIO

SIMULACIÓN

ESQUEMAS ELÉCTRICOS

SELECCIÓN DE COMPONENTES

DISEÑO CIRCUITOS IMPRESOS

MONTAJE COMPONENTES

MONTAJE DISIPADORES

CONEXIONES ELÉCTRICAS

PUESTA EN MARCHA


60

4.1.1 LFR Boost

Figura 4.2. Esquema circuital del LFR basado en el convertidor boost.

C19

0.1uF

VS

ens_PIC

Q1

BC

109R

1722k

C84

15pF

GN

D_LF

R

R55

20k

U18

AD

835

-VS3

Z4

W5

+VS

6

X27

X18

Y1

1

Y2

2

C33

0.1uF

GN

D_LFR

C64

0.1uF

J34

Signal_MPP

T

1234

C65

0.1uF

C17

3uF

U6

INA195

GN

D2

OU

T1

VIN

-4

VIN

+3

V+

5

GN

D_LF

R

D8

MU

R840

+C

1010uF

R37

20k

L1220uH

M5

IRLIZ44N

+C

1310m

F

D9

BZ

X85C43

C9

0.1uF

J17

+- 5V 0V 123

C87

15pF

D7

MB

R1045

C16

3uFC

153uF

HL

ISens_PIC

- +

U16

OP

A277

4

632

781

R

C67

0.1uF

C111

0.1uF

R66

20k

R108

10k

C88

0.1uF

R10956k

+VC

C_LF

R

GN

D_LF

R

VSens_P

IC

-VC

C_LF

R

C6

0.1uF

GN

D_G

IR

R110

10k

GN

D_LF

R

+C

1410m

FC

123uF

C11

3uF

+VCC

_LFR

C34

0.1uF

ISens_PIC

-VC

C_LF

R

ISens_PIC

+VCC

_LFR

V_LFR

R73

100k

HL

GN

D_LF

R

C18

0.1uF

GN

D_LF

R

-VC

C_LF

R

+VC

C_LF

R

+C

60120uF

GN

D_LFR

-VCC

_LFR

GN

D_LFR

P

R15

100kD

10BZ

X79C15

R14

10

GN

D_LF

R

C80

0.1uF+

C81

10uF

GN

D_LF

R

R

+C

8210uF

RV1

S14K40

C83

0.1uF

R56

500k

- +U

20LM311

237

56

41

8

R571k

C62

0.1uF

C63

0.1uF

R7210k

+VCC

_LFR

R75

100

R74

1k

-VC

C_LFR

+VC

C_LF

R

C61

0.1uF

GN

D_LF

RG

ND

_LFR

GN

D_LF

R

GN

D_LF

R

V_LF

R

F1

6AC89

15pF

GN

D_LF

R

R58

20k

C90

15pF

GN

D_LF

R

R76

100

GN

D_LF

R

R11

shunt-10m

GN

D_LF

R

R12

3k5

R13

1k

GN

D_LF

R

U7

TC4420

I/P2

VDD

1O

/P6

O/P

7

VDD

8

GN

D4

GN

D5

R22

3k5

R30

1k

+C

8510uF

C86

0.1uF

GN

D_LF

R

GN

D_LF

R

J13

LFR

_IN 12

J15

J14

LFR

_OU

T

12

GN

D_LFR

P

GN

D_LFR

+VC

C_LF

R

GN

D_LF

R

GN

D_LFR

PG

ND

_LFRP

GN

D_LF

R

GN

D_LF

R


61

4.1.2 Girador tipo G.

Figura 4.3. Esquema circuital del girador tipo G basado en el convertidor BIF.

C78

0.1uF

Q2

BC109

R19

1k C73

1uF

+15_GIR

R68

100

R69

330k

GN

D_G

IR

J35

Shut_Dow

n

12

VSens

R77

10kC

910.1uF

GN

D_G

IRG

ND

_GIR

C37

1uF

+VC

C_G

IR

R53

20k

J31

GN

D_G

IR

C70

0.1uF

+C

7510uF

VSens

GN

D_G

IR

R59

5.6k

R60

1kR

6120k

+VC

C_G

IR

R381k

GN

D_G

IR

C74

0.1uF

GN

D_G

IR

G

GN

D_G

IR

GN

D_G

IR

C71

15pF

U13

AD

835

-VS

3

Z4

W5

+VS6

X27

X18

Y1

1

Y2

2

GN

D_G

IR

C76

0.1uF

+VC

C_G

IR

J20

GIR

_IN 12

J22

GIR

_OU

T

12

GN

D_G

IR

GN

D_G

IRP

GN

D_G

IRP

- +

U15

OP

A277

4

632

781

C58

0.1uF

C66

0.1uF

D14

MB

R1045

J23

+- 5V 0V

123

-VC

C_G

IR

GN

D_G

IR

L312uH

L422uH

L5150uH

GN

D_G

IRP

R65

10

M6

IRLIZ

44N

R25

100k

D12

BZX79C

15

R26

10

D13

MB

R1045

R27

2.2C

350.1uF

GN

D_G

IRP

GN

D_G

IR

+C

38100uF

GN

D_G

IR

C44

0.1uF

J29

R54

20k

GN

D_G

IRP

GN

D_G

IR

GN

D_G

IR

R28

1.2

C79

0.1uF

+C

4810uF

R105

10k

+C

4310uF

J24

G_R

ef 12

R106

56k

F26A

G

C45

1uF

R70

39k

GN

D_G

IRP

GN

D_G

IR

C72

0.1uF

ISens

R71

39k

+C

3910uF

GN

D_G

IR

C40

0.1uFC

411uF

-VCC

_GIR

+C

4210uF

+VCC

_GIR

U3

IR2125

VC

C1

IN2

ER

R3

CO

M4

VS

5C

S6

HO

7V

B8

-VCC

_GIR

C68

15pF

D16M

UR

160

GN

D_G

IRP

GN

D_G

IR

J33

+15V

12

+15_GIR

GN

D_G

IRG

ND

_GIR

ISens R64

10k

GN

D_G

IR

+15_GIR

R51

500k

R34

20k

GN

D_G

IRP

+VCC

_GIR

- +U

14LM311

237

56

41

8

-VC

C_G

IR

C49

0.1uF

C50

0.1uF

R67

560k

GN

D_G

IR

+VCC

_GIR

U12

INA195

GN

D2

OU

T1

VIN

-4

VIN+

3V

+5

GN

D_G

IR

+VC

C_G

IR

R63

1k

+VCC

_GIR

C36

0.1uF

R31

shunt-10m

C69

0.1uF

R35

39k

GN

D_G

IR

R36

1k

GN

D_G

IR

-VCC

_GIR

GN

D_G

IR

R107

10kC

460.1uF

C47

0.1uF

C77

0.1uF


62

4.1.3 Puente en H

Figura 4.4. Esquema circuital del puente en H.

M1

IRLIZ44N

M3

IRLIZ44N

M4

IRLIZ44N

2H

U1

IR2301

VCC

1

HIN

2

LIN3

CO

M4

LO5

VS6

HO

7VB

8

AC1

AC2

R9

100kD

5B

ZX79C15

R7

10

J2AC

_OU

T 12

J1

H_Bridge_IN 12

J4+12V

12

GN

D_H

BP

R5

100kD

3B

ZX79C15

R310

GN

D_H

B

R10

100kD

6B

ZX79C15

R810

AC1

D1

MU

R160

1H

GN

D_H

BP

AC2

1L

VCC

_HB

GN

D_H

B

AC1

GN

D_H

BP

R4

100k

2H

D4

MU

R160

2L

VCC

_HB

AC2

GN

D_H

B

Side__R

D2

BZX79C

15

R2

10

1H

1L

M2

IRLIZ44N

2L

GN

D_H

B

+C

5710uF

C110

0.1uF

GN

D_H

BG

ND

_HB

J3V_C

onm 12

J8

U2

IR2301

VCC

1

HIN

2

LIN3

CO

M4

LO5

VS6

HO

7VB

8

Side__L

VCC

_HB

C3

0.1uF

J6 C2

0.1uF

J7 C5

0.1uF

C1

0.1uF

C4

0.1uF


63

4.1.4 MPPT.

Figura 4.5. Esquema circuital del MPPT.

GN

D_M

PP

T

- +

U11

OP

A277

4

632

781

J21

ICD

_CO

N

123

456C

10815pF

GN

D_M

PPT

+VCC

_MP

PT

GN

D_M

PP

T

-VC

C_M

PP

T

+VC

C_M

PP

TR

211k

GN

D_M

PPT

+VC

C_M

PP

T

U5

PIC

18F1220

GN

D5

OS

C2

15M

CLR

4O

SC

116

VD

D14

RB

217

RB

318

AN

01

AN

12

RA

4/T0CLK

3

RA

26

RA

77

RB

08

RB

19

RB

410

RB

511

PG

C12

PG

D13

SW

1R

ES

ET

SW2

Selector

GN

D_M

PPT

Alpha

Tension_Panel

+VCC

_MP

PT

-VCC

_MP

PT

Control_LF

R

Control_LFR

R18

500kC

311uF

Alpha

GN

D_M

PP

T

J36

Shut_D

own

12

R78

100

Control_G

IR

C32

0.1uF

C26

0.1uF

C27

0.1uF

C28

15pF

C29

15pFC

300.1uF

C104

0.1uF+

C105

10uF

+C

10610uF

C107

0.1uF

GN

D_M

PPT

D15

BZ

X85C5V

1Control_G

IR

GN

D_M

PP

T

C52

0.1uF

GN

D_M

PPT

R93100

C51

0.1uF

GN

D_M

PPT

Y1

20MH

z

Itensidad_Panel

J37

Signal_M

PPT

1234

GN

D_M

PPT

GN

D_M

PPT

GN

D_M

PPT

GN

D_M

PPT

+VC

C_M

PP

T

J32

+- 5V 0V 123

D20

BZ

X85C5V

1

GN

D_M

PPT

GN

D_M

PPT

R94100


64

4.1.5 Referencia girador.

Figura 4.6. Esquema circuital de la referencia para girador y puente en H.

R88

1k

D18

1N4148

1 2

GN

D_R

EF

GN

D_R

EF

+VC

C_R

EF

C59

0.1uF

GN

D_R

EF

GN

D_R

EF

C98

15pF

D19

1N4148

12

G_R

ef

R89

1k

GN

D_R

EF

C102

15pF

R90

1k

R91

1M

C103

15pF

C99

15pF

R92

1k

-VC

C_R

EF

J25

G_R

ef 12

- +

U22A

OP

A4277/SO

11

132

4

Side_R

C92

0.1uF+

C93

10uF

+C

9410uF

C95

0.1uF

D17

1N4148

12

GN

D_R

EF

-+

U22B

OPA

4277/SO

11

75 6

4

J27

V_C

onm 12

Side_R

-+

U22C

OP

A4277/SO

11

810 9

4

- +

U22D

OP

A4277/S

O

11

141213

4

Side_L

C96

0.1uF

C97

0.1uF

J28

Vin_A

C 12

U23

74HC

1GU

04

2A

4Y3

GND

5

Vcc

1n.c.

R79

10

GN

D_R

EF

-VC

C_R

EF

+VC

C_R

EF

GN

D_R

EF

GN

D_R

EF

+VCC

_RE

F

J26

+- 5V 0V 123

+VC

C_R

EF

GN

D_R

EF

GN

D_R

EF

GN

D_R

EF

G_R

ef

R80

1k

R81

560

R82

1k

+VC

C_R

EF

Side_L

+VC

C_R

EF

-VC

C_R

EF

C100

15pF

-VC

C_R

EF

R44

20k

R45

1kR46

2.2k

GN

D_R

EF

C101

15pF

R83100k

-VC

C_R

EF

R84

100kR

85100k

R86

100k

R87

1k


65

4.1.6 Fuente de alimentación.

Figura 4.7. Esquema circuital de la fuente de alimentación.

J38

+5 0 -5 V 123

GN

D_F

A

+VCC

_FA

-VC

C_FA

GN

D_F

A

J39

Panel

12

J40

+12 0 V 12

GN

D_FA

GN

D_F

A

VIn_FA

GN

D_FA

GN

D_FA

GN

D_FA

GN

D_FA

GN

D_FA

VIn_FA

GN

D_FA

C109

0.1uF

C112

0.1uF

R97500k

C53

1uF

C113

0.1uF

GN

D_FA

C115

0.1uF

U9

LM2662

V+8

OS

C7

LV6

OU

T5

FC

(SD)

1

CAP+

2

GN

D3

CAP-

4C

221uF

C25

0.1uF

+C

2347uF

+C

2447uF

+C

11610uF

+VC

C_FA

-VC

C_F

A

GN

D_F

A

GN

D_FA

GN

D_FA

GN

D_F

A

+12_FA

C117

0.1uF

GN

D_F

A

GN

D_FA

GN

D_FA

GN

D_FA

GN

D_FA

GN

D_FA

VIn_FA

GN

D_FA

C55

1uF

R100

500k

GN

D_FA

D21

1N4148

12

C123

0.1uF

D25

1N4148

12

D26

SB160A

GN

D_FA

D22

SB160A

D27

SB120A

L7220uH

R102

68k

GN

D_FA

C124

1nF

+C

5647uF

D28

1N4148

12

+12_FA

C126

330pF

C127

0.1uF

GN

D_FA

C128

0.1uF

GN

D_FA

GN

D_FA

R104

20k

U25

LT3433

VIN

4

SGN

D16

SG

ND

8

VOU

T13

SG

ND

1

BU

RST_EN

5

VBS

T2

SW

_H3

SW_L

15

PW

RG

ND

14

VC

6

VFB

7

SGN

G9

SS10

SHD

N11

VBIAS

12

D23

SB120A

L6100uH

R99

68k

+VCC

_FA

GN

D_FA

C121

1nF

+C

5447uF

D24

1N4148

12

C122

330pF

C119

0.1uF

GN

D_FA

C120

0.1uFG

ND

_FAR

96100k

U24

LT3433

VIN

4

SGN

D16

SG

ND

8

VOU

T13

SG

ND

1

BU

RST_EN

5

VBS

T2

SW

_H3

SW_L

15

PW

RG

ND

14

VC

6

VFB

7

SGN

G9

SS10

SHD

N11

VBIAS

12


66

4.2 Layout

En el siguiente apartado se muestran los layouts de pistas y de componentes de los circuitos impresos realizados para montar el prototipo del ondulador. Los circuitos se han diseñado intentando minimizar el espacio requerido y que su construcción sea posible utilizando la tecnología disponible en el laboratorio. En nuestro caso, la tecnología disponible nos permite crear circuitos impresos a doble cara mediante el procedimiento de revelado y ataque. El mínimo grosor de pista permitido es de 0,4 mm y su espesor es de 35 μm con acabado estañado.

Para el diseño de los circuitos impresos se han tenido en cuenta la facilidad de montaje

de los componentes y, aunque no fuera propósito de este proyecto, la conservación dentro de lo posible de la compatibilidad electromagnética de los prototipos creados. Los circuitos construidos han mantenido la independencia de los módulos creados en el diseño del proyecto permitiendo su fácil intercambio o corrección independiente sin necesidad de reconstruir todo el ondulador. Aunque el diseño de los módulos se ha hecho de manera global los conectores se han colocando de manera que se reduzca la máximo posible el cableado externo. En la siguiente imagen se muestra el planteamiento para la distribución de los diferentes circuitos impresos que componen el ondulador.

Figura 4.8. Distribución de los diferentes circuitos del ondulador.

Las líneas de puntos y las de rayas corresponden a la alimentación de los módulos, las líneas de trazo continuo indican las zonas de transmisión de potencia. En trazo y punto están las líneas de envío de referencias al LFR, girador y puente en H. Finalmente, en trazo y dos puntos están las líneas de adquisición de datos por parte del MPPT y la referencia para el girador-puente.

LFR

GIRADOR

PUENTE H

MPPT

POWER

REFEREN


67

4.2.1 LFR

Figura 4.9. Layout de componentes para el LFR.

Figura 4.10. Top layout para el LFR.


68

Figura 4.11. Bottom layout para el LFR.

4.2.2 Girador

Figura 4.12. Layout de componentes para el girador.


69

Figura 4.13. Top layout para el girador.

Figura 4.14. Bottom layout para el girador.


70

4.2.3 Puente en H

Figura 4.15. Layout de componentes para el puente en H.

Figura 4.16. Bottom layout para el puente en H.

4.2.4 MPPT

Figura 4.17. Layout de componentes para el MPPT.


71

Figura 4.18. Top layout para el MPPT.

Figura 4.19. Bottom layout para el MPPT.

4.2.5 Referencia girador

Figura 4.20. Layout de componentes para la referencia del girador.

Figura 4.21. Top layout para la referencia del girador.


72

Figura 4.22. Bottom layout para la referencia del girador.

4.2.6 Fuente de alimentación

Figura 4.23. Layout de componentes para la fuente de alimentación.

Figura 4.24. Top layout para la fuente de alimentación.

Figura 4.25. Bottom layout para la fuente de alimentación.


73

4.3 Montaje del prototipo del ondulador

Un vez realizados los circuitos impresos ya se podrá proceder al montaje de los componentes de cada módulo del ondulador. Con todos los componentes soldados sobre el circuito impreso se procede a la instalación del disipador. Una vez montados todos los elementos se procedió a realizar las conexiones eléctricas entre los diferentes módulos y a verificar el funcionamiento del ondulador

A continuación, se muestran los diferentes módulos y el ondulador completamente

ensamblados.

Figura 4.26. Montaje del LFR.

Figura 4.27. Montaje del MPPT.


74

Figura 4.28. Montaje del girador tipo G.

Figura 4.29. Montaje de la referencia para el girador.


75

Figura 4.30. Montaje del puente en H.

En la siguiente imagen tenemos todos los módulos que conforman el ondulador. En la parte superior tenemos el primer conjunto LFR+MPPT y girador, en la parte inferior esta en paralelo al primero el segundo conjunto. Ambos confluyen en el puente en H en la parte superior derecha de la imagen. Por debajo del puente en H está la referencia para los giradores y por ultimo en la esquina inferior derecha esta el transformador.

Figura 4.31. Ondulador completo con conexiones eléctricas entre los diferentes módulos.

Realización de un Ondulador Monofásico de Tipo Fotovoltaico. CAPÍTULO V

76

5 Medidas de laboratorio.

En el siguiente apartado se verificará el funcionamiento del prototipo construido. Para ello realizaremos medidas de las principales variables del ondulador trabajando bajo diferentes situaciones. Las medidas se tomarán con el osciloscopio de cuatro canales en color Tektronix TDS754C.

5.1 Funcionamiento del ondulador alimentando una carga resistiva.

Las primeras medidas se realizarán con el ondulador conectado a un resistor, en la siguiente figura se muestra la configuración que tendrá el ondulador y las variables que se monitorizarán.

Figura 5.1. Ondulador completo con conexiones eléctricas entre los diferentes módulos.

Con un resistor de salida, Rout, en el puente H de 3 Ω y con una resistencia R1 fija se

mostrará el comportamiento del ondulador con una sola etapa LFR-Girador para diferentes tensiones e intensidades de entrada para el LFR. La asignación de los canales del osciloscopio es la siguiente:

Canal Señal

1 Gref 2 Iin_LFR_1 3 Iin_Gir_1 4 Iout_HB

Tabla 5.1. Asignación canales osciloscopio.


77

Figura 5.2. Funcionando el girador tipo G con un convertidor BIF. Vin_LFR_1 = 30 V,

Iin_LFR_1 = 5,2 A, Rout,= 3 Ω.

Figura 5.3. Funcionando el girador con un convertidor buck.Vin_LFR_1 = 30 V,

Iin_LFR_1 = 5,2 A, Rout,= 3 Ω.

Como se puede ver en las figuras 5.2 y 5.3 la intensidad de entrada del girador tiene formas completamente diferentes. Esta es la diferencia de utilizar un convertidor BIF o un buck para implementar el girador. Como ya se vio anteriormente el filtro de entrada además de eliminar la naturaleza pulsante de la corriente de entrada en el convertidor buck, nos permitía estabilizar el funcionamiento del buck. Los resultados con el filtro de entrada son visiblemente mejores reduciendo la distorsión de la corriente de salida en el girador.

Puesto que la variable 1, referencia del girador, no varía con el tiempo y en la figura 5.2 se constata que el girador sigue la referencia, en las siguientes medias de hará la asignación de los canales del osciloscopio que se muestra a continuación:

Canal Señal

1 Vin_Gir_1 2 Iin_LFR_1 3 Iin_Gir_1 4 Iout_HB


Figura 5.4. Funcionamiento del ondulador con carga constante, Rout,= 3 Ω, para

Vin_LFR_1 = 30 V, Iin_LFR_1 = 5,2 A.


Vin_LFR_1 = 25 V, Iin_LFR_1 = 4,2 A.

G_Ref

Iin_Gir_1

Iin_LFR_1

Iout_HB

G_Ref

Iin_Gir_1

Iin_LFR_1

Iout_HB

Vin_Gir_1

Iin_Gir_1

Iin_LFR_1

Iout_HB

Vin_Gir_1

Iin_Gir_1

Iin_LFR_1

Iout_HB


78


Vin_LFR = 20 V, Iin_LFR = 3,2 A.


Vin_LFR = 15V, Iin_LFR = 2,2 A.

En el conjunto de gráficas anterior se puede observar como para una carga resistiva fija Rout, en el puente H de 3 Ω el ondulador funciona correctamente, siguiendo la consigna dada por el rectificador de precisión y manteniendo una corriente senoidal en su salida. Puesto que la potencia disponible en la entrada del ondulador se va reduciendo la potencia que entrega el ondulador también se reduce progresivamente disminuyendo la intensidad que el ondulador envía a la carga.

Aunque con la carga resistiva esta gráfica no aporta mucha información se ha cambiado la variable del canal 1 por Vout_HB y se visualiza lo siguiente.

Figura 5.8. Funcionamiento del ondulador con carga constante, Rout,= 3Ω, para Vin_LFR = 30V, Iin_LFR =5,2A.

El equilibrio establecido entre la potencia de entrada y de salida del ondulador se

podrá mantener siempre que el LFR no llegué a su máxima tensión de salida de 46 V y que el girador trabaje con una tensión de salida inferior a la tensión de entrada. En el caso de la carga resistiva la primera condición se podrá cumplir ajustando el valor g y la segunda

Vin_Gir_1

Iin_Gir_1

Iin_LFR_1

Iout_HB

Vin_Gir_1

Iin_Gir_1

Iin_LFR_1

Iout_HB

Vout_Hb

Iin_Gir_1

Iin_LFR_1

Iout_HB


79

condición se cumplirá siempre que la carga conectada al ondulador sea lo suficientemente pequeña de manera que se evite que la salida del girador se “sature”.

Para observar este efecto de saturación de la salida del girador aumentamos la

resistencia conectada en la salida del ondulador a 10 Ω. De esta manera toda la potencia que absorbe el LFR no puede ser absorbida por el girador que “satura” su salida, al mismo tiempo la tensión de salida del LFR lleva a su máximo permitido y ha de reducir la potencia que absorbe de la fuente. Esta situación no se dará cuando el ondulador trabaje conectado a red pero es interesante observarla para hacernos una idea de cómo funciona el conjunto LFR-girador.

Figura 5.9. Funcionamiento del ondulador con carga constante, Rout,= 10 Ω, para Vin_LFR = 30 V, Iin_LFR =5,2 A. La carga es demasiado

grande y el girador no puede seguir la consigna.

A continuación, se calculará el rendimiento obtenido por el LFR y el girador del ondulador. Las expresiones utilizadas son:

100·100···

_

_

__

__

INLFR

OUTLFR

INLFRINLFR

OUTLFROUTLFRLFR P

PIVIV

==η (5.1)

100·100···

_

_

__

__

INGIR

OUTGIR

INLFRINGIR

OUTLFROUTGIRGIR P

PIVIV

==η (5.2)

Los resultados obtenidos después de realizar medidas experimentales sobre el

prototipo son los siguientes. Potencia entrada

LFR (W) Potencia salida

LFR (W) Rendimiento

LFR (%) Potencia salida

girador(W) Rendimiento

GIR (%) 156,6 135,6 86,6 104,4 77,0 106,0 90,0 84,9 69,4 77,1 64,0 54,4 85,0 42,0 77,2 33,0 29,1 88,2 20,6 70,8

Tabla 5.3. Rendimiento aproximado del ondulador.

Vin_Gir_1

Iin_Gir_1

Iin_LFR_1

Iout_HB


80

5.2 Funcionamiento del ondulador bajo perturbaciones.

Hasta ahora hemos visto el funcionamiento del ondulador en régimen estacionario. Para verificar su funcionamiento dinámico se introducirán perturbaciones en la potencia de entrada y en la carga conectada en la salida.

Las perturbaciones en la carga consistirán en cambiar la carga del ondulador de 2,5 Ω

a 5 Ω para ver el comportamiento del girador. La medidas ser realizarán para diferentes potencias de entrada.

Canal Señal 1 Control carga 2 Vin_Gir_1 3 Vout_HB 4 Iout_HB


Como era de esperar la corriente en la salida del girador se mantiene estable y el

girador varía la tensión de salida para adaptarse a la nueva carga conectada.

Figura 5.10. Funcionamiento del ondulador con carga variable, Rout,= 5 Ω – 2,5 Ω,

Vin_LFR = 30 V, Iin_LFR =5,2 A.

Figura 5.11. Funcionamiento del ondulador con carga variable, Rout,= 5 Ω – 2,5 Ω,

Vin_LFR = 24,8 V, Iin_LFR = 4 A.

Figura 5.12. Funcionamiento del ondulador con carga variable, Rout,= 5 Ω – 2,5 Ω, Vin_LFR = 14,5 V, Iin_LFR =2 A.

Control Carga

Vout_HB

Vin_Gir_1

Iout_HB

Control Carga

Vout_HB

Vin_Gir_1

Iout_HB

Control Carga

Vout_HB

Vin_Gir_1

Iout_HB


81

Si se observa con detalle la intensidad de salida del ondulador presenta una pequeña oscilación después de cada cambio en el valor de la carga. Esta oscilación es debida a la oscilación que aparece en la tensión de entrada al girador que en consecuencia, dado que la intensidad de salida en el girador será I = g·V, al variar V variará I. Cada vez que varían las condiciones de trabajo del ondulador se establece un nuevo punto de equilibrio y aparecerá un transitorio en la intensidad de salida que durará hasta que la tensión del condensador conectado en la salida del LFR lleve a régimen estacionario.

En la siguientes gráficas tenemos la respuesta del ondulador variando la tensión en la entrada del LFR. La configuración de las entradas del osciloscopio es la siguiente:

Canal Señal

1 Vin_Gir_1 2 Vin_LFR_1 3 Iin_LFR_1 4 Iout_HB


Para poder observar la respuesta con más detalle se han hecho dos medidas de la

respuesta para la misma perturbación pero con diferentes tiempos de duración de captura, en la primera 2 segundos y en la segunda 1.

Figura 5.13. Funcionamiento del ondulador con tensión de entrada variable Vin_LFR =

15 V -30 V, Rout,=3 Ω.

Figura 5.14 Funcionamiento del ondulador con tensión de entrada variable Vin_LFR =

15 V -30 V, Rout,=3 Ω.

Como se puede observar, la respuesta en la salida del ondulador está muy amortiguada debido a la gran capacidad que tiene el LFR en su salida y que permiten estabilizar la tensión. Por este motivo, cuando se desconecta la fuente de alimentación el ondulador sigue transfiriendo potencia a la carga procedente de los mencionados condensadores. Por otro lado, aunque inicialmente la tensión de entrada al girador es más grande que cero no se inicial el proceso de ondulación debido a que la tensión no llega al mínimo permitido para ondular.

Vin_Gir_1

Iin_LFR_1

Vin_LFR_1

Iout_HB

Vin_Gir_1

Iin_LFR_1

Vin_LFR_1

Iout_HB


82

5.3 Funcionamiento de etapas LFR-Girador en paralelo.

Una vez comprobado el funcionamiento de un ondulador con una sola etapa LFR-Girador comprobaremos el funcionamiento de las dos etapas conectadas en paralelo trabajando sobre una resistencia de 3 Ω y posteriormente sobre el transformador para hacer la conexión a red. Primeramente, veremos la respuesta de los onduladores alimentando una carga resistiva con la siguiente asignación de las entradas del osciloscopio.

Canal Señal

1 Gref 2 Iout_Gir_1 3 Iout_Gir_2 4 Iout_HB


Figura 5.15. Funcionamiento de dos etapas LFR-Girador en paralelo con Rout,=3 Ω, Vin_LFR_1 = 30 V, Iin_LFR_1 =5,2 A,

Vin_LFR_2 = 0 V, Iin_LFR_2 =0 A.

Figura 5.16. Funcionamiento de dos etapas LFR-Girador en paralelo con Rout, = 3 Ω,

Vin_LFR_1 = 0 V, Iin_LFR_1 =0 A, Vin_LFR_2 = 22 V, Iin_LFR_2 =2,1 A.

Figura 5.17. Funcionamiento de dos etapas LFR-Girador en paralelo con Rout,=3 Ω, Vin_LFR_1 = 14,5 V, Iin_LFR_1 =2 A, Vin_LFR_2 =

14,5 V, Iin_LFR_2 =2 A.

Gref

Iout_Gir_2

Iout_Gir_1

Iout_HB

Gref

Iout_Gir_2

Iout_Gir_1

Iout_HB

Gref

Iout_Gir_2

Iout_Gir_1

Iout_HB


83

En la figura 5.15 se muestra el funcionamiento del ondulador cuando aporta intensidad sólo la etapa LFR-girador 1. En la siguiente figura se muestra el funcionamiento cuando está activa la etapa número dos. Por último, en la figura 5.17 se ve el funcionamiento del ondulador con las dos etapas aportando intensidad. Como era de esperar las intensidades aportadas por cada uno de los giradores se unen sumándose para dar una intensidad de salida mayor.

Otro aspecto a destacar en la figura 5.16 es el hecho que la corriente de salida del

girador está distorsionada. Este efecto se debe a que la etapa LFR-girador número dos pertenece a la primera versión de placas realizadas. En la segunda versión de placas se introdujo una mejora en el trazado de las pistas con la que se consiguió reducir el ruido generado por el convertidor conmutado a la vez que el control estaba menos expuesto al ruido. Esta mejora repercute en la calidad de la señal que puede generar por lo que se diferencia respecto la etapa número 2 que tiene una peor corriente de salida.

Seguidamente se comprueba el funcionamiento del sistema trabajando sobre el

transformador, es decir, inyectando corriente en la red eléctrica. Cambiaremos la señal asignada a la entrada uno del osciloscopio para poder ver la tensión en la salida del puente en H.

Canal Señal

1 Vout_HB 2 Iout_Gir_1 3 Iout_Gir_2 4 Iout_HB


Figura 5.18. Funcionamiento del ondulador conectado a red con Vin_LFR_1 = 30 V, Iin_LFR_1 =5,2 A, Vin_LFR_2 = 0 V,

Iin_LFR_2 =0 A.

Figura 5.19. Funcionamiento del ondulador conectado a red con Vin_LFR_1 = 0 V, Iin_LFR_1 =0 A, Vin_LFR_2 = 22 V,

Iin_LFR_2 =2,1 A.

Vout_HB

Iout_Gir_2

Iout_Gir_1

Iout_HB

Vout_HB

Iout_Gir_2

Iout_Gir_1

Iout_HB


84

Figura 5.20. Funcionamiento del ondulador conectado a red con Vin_LFR_1 = 14,5 V, Iin_LFR_1 =2 A, Vin_LFR_2 = 14,5 V, Iin_LFR_2

=2 A.

Los resultados obtenidos son análogos a los conseguidos en la anterior medición, por lo que se considera que la conexión a red ha sido conseguida satisfactoriamente.

Vout_HB

Iout_Gir_2

Iout_Gir_1

Iout_HB

Realización de un Ondulador Monofásico de Tipo Fotovoltaico. CAPÍTULO VI

85

6 Conclusiones y trabajo futuro.

En este proyecto se ha podido desarrollar con éxito un ondulador monofásico de tipo fotovoltaico para conexión a red eléctrica. Los objetivos marcados inicialmente de potencia, modularidad, optimización de la energía entregada por los módulos fotovoltaicos y paralelización de etapas de potencia han sido alcanzados satisfactoriamente. Se ha validado el correcto funcionamiento de los giradores tipo G controlados por deslizamiento para la generación de una corriente senoidal rectificada y la interacción con el convertidor boost implementado una resistencia libre de pérdidas también ha sido lograda.

Como punto de mejora o trabajo futuro en el prototipo desarrollado destacaría en

primer lugar la reducción de interferencias electromagnéticas. Aunque durante el desarrollo del prototipo se tuvieron en cuenta criterios básicos de interferencias electromagnéticas aun es posible mejorar sustancialmente el comportamiento del equipo. Debido a la naturaleza de los circuitos utilizados, básicamente convertidores conmutados, la presencia de ruido altera el correcto funcionamiento del control que es susceptible a errores por el acoplamiento de ruido externo. Otro aspecto mejorable del prototipo es el rendimiento conseguido durante la transformación energética. Debido a la constitución del ondulador la energía ha de pasar por 3 conversiones primero en el LFR, a continuación, en el girador y finalmente en el transformador. Por un lado, se puede intentar minimizar las pérdidas en los propios circuitos utilizando tecnología SMD que permitiría reducir el tamaño de los circuitos. También se podría plantear la opción de usar IGBTs y reducir ligeramente la frecuencia de trabajo del sistema para reducir las perdidas en los elementos de conmutación.

Figura 6.1. Diferentes encapsulados through hole y SMD. Otra opción para reducir las perdidas sería eliminar una de las etapas de conversión.

La única que puede ser eliminada sin alterar la funcionalidad del ondulador es el transformador. Esta opción implicaría hacer trabajar al LFR y al girador con tensiones más elevadas para alcanzar la tensión red y se perdería el aislamiento galvánico entre la red y el ondulador. La estructura de este ondulador sería la mostrada en la figura 6.2.


86

Figura 6.2. Conexión directa a red sin transformador. Aunque el equipo desarrollado no es más que un prototipo sería interesante

incorporar un sistema de supervisión externo que controlara y monitorizara el ondulador. Este sistema podría observar situaciones anómalas como sobretensión, tensión baja, sobretemperatura, sobreintesidad, fallo de sincronismo y proteger al ondulador.

En la figura 6.3 se muestra otra opción de trabajo futuro que consistiría en la

reutilización del ondulador construido para otras aplicaciones. Partiendo de la misma estructura propuesta, variando el control de girador y añadiendo un generador de señal senoidal interno se podría conseguir un ondulador fotovoltaico autónomo. Este permitiría alimentar cargas eléctricas a partir de baterías y paneles solares. Del mismo modo, cambiando la consiga del girador se podría conseguir fácilmente un corrector de reactiva permitiendo trabajar al ondulador como si de un carga capacitiva se tratase, adelantando la corriente respecto de la tensión.

Figura 6.3. Estructura del ondulador autónomo. Gracias a su modularidad y posibilidad de conexión en cascada el desarrollo de un

ondulador de mayor potencia sólo requeriría la conexión de diferentes onduladores de poca potencia que serían relativamente fáciles de manejar pero que en la práctica podrán desarrollar una gran potencia al sumar el esfuerzo conjunto. Este hecho también plantea posibilidades a la hora de regular la potencia entregada por el ondulador de una manera más sencilla y eficiente. Por otro lado, si se conectan onduladores que inyectan corriente

LFR

Panel FV

MPPT

V V

I t

Girador

Puente

H

I I

t t

Lazo control

LFR

Girador

Puente

H

Panel FV

MPPT

V V I I

I t t t

Red Eléctrica

Rectificador


87

desfasadas 120º se puede construir un ondulador trifásico modular como se muestra en la figura 6.4.

Figura 6.4. Ondulador trifásico. Personalmente, este proyecto me ha resultado muy interesante puesto que he podido

trabajar en un ámbito en plena expansión como es el de las energías renovables y la electrónica de potencia. Aunque en el proyecto se ha desarrollado un prototipo que queda lejos de una sistema comercial creo que se marca una posible vía para el desarrollo de nuevos onduladores basados en el concepto de giradores de potencia tipo G.

LFR

Panel FV a

MPPT

V V

I t

Girador +

Puente H

LFR

Panel FV b

MPPT

V V I

I t t

Girador +

Puente H

LFR

Panel FV c

MPPT

V V

I t

Girador +

Puente H

I

t

I

t

Red Eléctrica

Realización de un Ondulador Monofásico de Tipo Fotovoltaico. CAPÍTULO VII

88

7 Referencias Bibliográficas.

[1] Á. Cid Pastor. 2005. Energy Processing by Means of Power Gyrators. Tesis Doctoral, UPC.

[2] A. Cid-Pastor, L. Martínez-Salamero, U. Ribes y A. El Aroudi. 2007. Análisis y

diseño de un resistor libre de pérdidas basado en un convertidor elevador controlado en modo deslizante. Artículo IEEE, URV.

[3] R. Leyva-Grasa, C. Alonso, I. Queinnec, A. Cid-Pastor, D. Lagrange, L. Martínez-

Salamero. 2005. MPPT of Photovoltaic Systems using Extremum-Seeking Control. Artículo IEEE, URV.

[4] Úrsula Ribes Mallada. 2007. Síntesis de Resistores Libres de Pérdidas. PFC, URV.

[5] S. Singer. 1990. Realization of loss-free resistive elements. IEEE Transactions on

Circuits and Systems.

[6] José Francisco Cugat Curto. 2003. Ondulador Monofásico Para Aplicaciones Fotovoltaicas: Análisis y Simulación. PFC, URV.

[7] Ángel Cid Pastor, Corinne Alonso, Jose F. Cugat-Curto, Bruno Estibals, Luis

Martinez-Salamero. Design of Feedback Laws for DC-TO-AC conversion in Photovoltaic Systems. Artículo IEE, URV.

[8] Alain Bilbao Learreta. 2006. Réalisation de Commandes MPPT Numériques. PFC,

URV –LAAS-CNRS

[9] Alberto Andrés Bretón. 2003. Diseño y construcción de un inversor trifásico multinivel de cuatro etapas para compensación armónica y de reactivos. PFC, PUCCH.

[10] Daniel W. Hart. 2001. Electrónica de Potencia. Pearson Educación. ISBN: 84-

205-3179-0

[11] George Clayton and Steve Winder. 2003. Operational Amplifier 5th ed. Newnes. ISBN 07506 5914 9

[12] Mark I. Montrose. 2000. Printed Circuit Board Design Techniques for EMC

Compliance 2nd ed. IEE Press. ISBN 0-7803-5376-5

[13] Jonathan Adams. Bootstrap Component Selection For Control IC’s. Design Tips International Rectifier.

[14] Diversas páginas web y hojas de características de componentes:

http://www.earth-policy.org/ http://en.wikipedia.org/

Realización de un Ondulador Monofásico de Tipo Fotovoltaico. CAPÍTULO VII

89

http://energiasolarfotovoltaica.blogspot.com/ http://espana.fotovoltaikshop.de/ http://es.rs-online.com/ http://www.irf.com/ http://www.farnell.com/ http://www.amidata.es/ http://www.analog.com/ http://www.isofoton.es/

Realización de un Ondulador Monofásico de Tipo Fotovoltaico. ANEXOS

90

8 Anexos.

8.1 Anexo 1. Código C del programa para la MPPT. //Programa en C para control del MPPT digital para PIC18F1220. //Version original PFC MPPT Digital de A.Bilbao. //Adaptado para PFC Ondulador Monofásico por D. Hernando. #include <p18f1220.h> #pragma config WDT = OFF //Variables globales unsigned char derivada_pot,tension_baja,intensidad_baja; unsigned short int i,H,m; unsigned short int tension_alta,tension_convertida,tension_alta_total; unsigned short int intensidad_alta,intensidad_convertida; unsigned short int intensidad_alta_total,tension_panel; unsigned long int potencia,potencia_old,potencia_total; /* Funcion de interrupcion del Timer 0: El timer0 genera una interrupción al desbordarse. La variable H se pone 1. Paramos el timer0 para que vuelva a empezar con el valor deseado introducido por software (en nuestro caso sera de 20ms) .*/ void traiteIT (void); #pragma code it=0x08 void saut_sur_spIT (void)

_asm goto traiteIT _endasm

#pragma code #pragma interrupt traiteIT void traiteIT (void)

if (INTCONbits.TMR0IF)

INTCONbits.TMR0IF=0; // Flag de interrupcion del timer 0 H=1; // Indica que el timer ha finalizado TMR0H=0x37; // Cargamos el valor al timer 0. TMR0L=0x10; // Conseguimos un retardo de 20ms. T0CONbits.TMR0ON=0;// Reinicializacion del timer 0

/*Funcion de inicializacion: Configuramos todos los registros del PIC para el buen funcionamiento del sistema */ void configurar_registros (void)

i=0; m=0; H=1; potencia=0; potencia_old=0; ADRESH=0x00; // Poner a 0 el registro de conversion mas alto ADRESL=0x00; // Poner a 0 el registro de conversion mas bajo //TIMER 0 INTCONbits.TMR0IE=1; // Permitimos la int. por desbordamiento del timer0 INTCONbits.GIEH=1; // Permitimos todas las interrupciones enmascaradas INTCONbits.TMR0IF=0; //Desactivamos el flag del timer0 INTCON2=0x00; //Todas las int. seran en el flanco de bajada INTCON3=0x00; //Deshabilitamos las interrupciones externas PIR1=0x00; //Deshabilitamos los flags de los timer 1 y2


91

PIE1=0x00; /*deshabilitamos la interrupcion de conversion y no permitimos la interrupción de los timers 1 y 2*/

IPR1=0x00; /*Configuramos la prioridad de las interrupciones como baja (conversor, comparador, timer1 y 2*/

PIR2=0x00; //Deshabilitamos el flag del timer3 PIE2=0x00; //No permitimos la interrupcion del timer3 IPR2=0x00; /* Configuramos la prioridad de las interrupciones como baja (fallo en el oscilador, memoria EEPROM, detector nivel bajo, timer3)*/

RCON=0x00; //Deshabilitamos la prioridad de nivel en las interrupciones T0CON=0x00; //Configuramos el timer 0 con un valor de 20ms. //Conversion analogico-digital ADCON1=0x7C; // Config. de los pines AN0 y AN1 como entradas analogicas ADCON2=0x92; // Resultado justificado a izquierda //Perifericos PORTA=0x00; TRISA=0x03; //AN0 y AN1 configuradas como entradas PORTB=0x00; TRISB=0x00; //Puerto B configurado como salida

/*Funcion de conversion de intensidad: Convertimos la intensidad del panel al valor de referencia del PIC (5V) .*/ unsigned short int intensidad (void)

intensidad_alta=0; intensidad_alta_total=0; intensidad_baja=0; for (i=0;i<1;i++) ADCON0=0x05; for (i=0;i<10;i++) ADCON0=0x07; /* Corriente de conversion: conversion en el canal 1, empieza la conversion */ while (ADCON0!=0x05) intensidad_alta=ADRESH; /* Se guardan los 8 bits altos de la conversión en el registro ADRESH */ intensidad_alta_total=intensidad_alta<<8; /* Realizamos un desplazamiento para capturar posteriormente los dos bits de menor peso de la conversion ya que utilizamos una conversion sobre 10 bits*/ intensidad_baja=ADRESL; //Se guardan los 2 bits de menor peso en el regsitro ADRESL intensidad_convertida=intensidad_alta_total+intensidad_baja;

//Capturamos los 10 bits de la conversión (intensidad convertida) return (intensidad_convertida);

/*Funcion de conversion de tension: Convertimos la tension del panel al valor de tension de referencia del PIC18F1220 (5V) para poder trabajar.*/ unsigned short int tension (void)

tension_alta=0; tension_alta_total=0; tension_baja=0; for (i=0;i<1;i++) //Esperamos un poco antes de empezar la conversion ADCON0=0x01; for (i=0;i<10;i++) //Tiempo de adquisicion correcta de la señal


92

ADCON0=0x03; /* Tension de conversion: conversion en el canal 0, empieza la conversion*/ while (ADCON0!=0x01) // Esperamos hasta finalizar conversion tension_alta=ADRESH; /*Guardamos los valores de la tension convertida en los registros de conversion del PIC*/ tension_alta_total=tension_alta<<8; tension_baja=ADRESL; tension_convertida=tension_alta_total+tension_baja; //Tension convert. return (tension_convertida);

//Funcion calculo de potencia unsigned long int calculo_potencia (void)

unsigned long int x,y; x=tension(); // Conversion tension. y=intensidad(); // Conversion corriente. potencia_total= x * y; // Calculo de la potencia: producto de V*I. return (potencia_total);

/*Funcion calculo de potencia media: Calculamos la potencia media de la señal para posteriormente hacer un mejor cálculo de la derivada de potencia, para aislar los ruidos de las señales analógicas y obtener una mejor resolucion de la grafica de potencia.*/ unsigned long int potencia_media (void)

unsigned long potencia_media_total ,muestreos_P,c_potencia; potencia_media_total=0; muestreos_P=0; c_potencia=0; for (m=0;m<40;m++) //Muestreamos 40 puntos de la grafica de potencia

c_potencia=calculo_potencia(); /*Para hacer el muestreo vamos capturando los valores, los vamos sumando y posteriormente los dividimos por 2*/

muestreos_P=muestreos_P+c_potencia; potencia_media_total=muestreos_P>>1;

return (potencia_media_total);

/*Funcion de cálculo de derivada: Calculamos la derivada de potencia para detectar las variaciones de la potencia. Si nos acercamos o nos alejamos del punto maximo de potencia.*/ unsigned char derivada_potencia (void)

unsigned char derivada; potencia = potencia_media(); //Capturamos un valor de potencia if (potencia>(potencia_old+300)) //Se coloca un poco de histerésis.

derivada=1; //Si es mayor, la derivada es positiva PORTBbits.RB0=1; //Visualizamos el valor de la variable derivada potencia_old = potencia; //El valor anterior pasa a ser el actual.

else if (potencia< (potencia_old-300))


93

derivada=0; PORTBbits.RB0=0; //Visualizamos el valor de la variable derivada potencia_old = potencia; //El valor anterior pasa a ser el actual.

return (derivada);

// ********* PROGRAMA PRINCIPAL ********* // void main () configurar_registros(); tension_panel=tension (); if (tension_panel<0x2B9)

PORTBbits .RB1=1; //alpha else

PORTBbits . RB1=0; while(1)

derivada_pot = derivada_potencia();//Capturamos el valor de la derivada if ((derivada_pot==1)&&(PORTBbits.RB1==1))

PORTBbits.RB1=1; else if ((derivada_pot==0)&&(PORTBbits.RB1==1))

if (H==0)

PORTBbits.RB1=1; else

PORTBbits.RB1=0; H=0; T0CONbits.TMR0ON=1;

else if ((derivada_pot==1)&& (PORTBbits .RB1==0))

PORTBbits.RB1=0; else if ((derivada_pot==0)&&(PORTBbits.RB1==0))

if (H==0)

PORTBbits.RB1=0; else

PORTBbits.RB1=1; H=0; T0CONbits.TMR0ON=1;

else


94

8.2 Anexo 2. Presupuesto de materiales.

En el siguiente anexo se detalla el presupuesto de materiales necesarios para realizar el prototipo del ondulador propuesto en este proyecto. En el primer apartado tenemos el listado de materiales y en el segundo apartado la aplicación de precios.

8.2.1 Listado de materiales ondulador.

Código Denominación Concepto Uds.

211-549

C35, C36, C40, C44, C46, C47, C49, C50, C69, C70, C72, C74, C76, C77, C78, C79, C91

Condens. cerámico radial Z5U,100 nF 50 Vdc 17

211-5558 C37, C41, C45, C73 Condens. cerámico radial Z5U,1,0 uF 50 Vdc 4 315-0855 C38 Condens. electro Al radial FC,120 uF 50 V 1

228-6947 C39, C42, C43, C48, C75 Condens. electro. Al radial M,10 uF 63 V 5

211-4864 C68, C71 Condens. cerámico radial C0G,15 pF 100 V 2 544-4483 D12 Diodo Zener 15 V, BZX79C15 500 mW 1 545-2872 D13, D14 Diodo de barrera Schottky, MBR1045 10 A 45 V 2 348-6479 D16 Diodo rectificador, MUR160 1A 600 V 1 417-098 F2 Portafusibles PCB perfil bajo, 5x20 mm, 6,3 A 1

361-7667 J20, J22, J24, J33, J35 Terminal PCB con tornillo 2 vías, 5 mm 1

361-7673 J23 Terminal PCB con tornillo 3 vías, 5 mm 1 334-9229 L3, L4 Inductor supresor almacenaje/interf., 22 μH 5 A 2 1190604 L5 Núcleo Ferrita, 36X23X15 N30 150 μH 1 543-0541 M6 Transistor MOSFET IRLIZ44NPBF 1 293-549 Q2 Transistor NPN, BC109 0,1 A, 5 V 1

148-506 R19, R36, R38, R60, R63 Resistor película de carbón 0,25 W 1 kΩ 5

148-972 R25 Resistor película de carbón 0,25 W 100 kΩ 1 144-015 R26, R65 Resistor película de carbón 0,25 W 10 Ω 2 150-638 R27 Resistor película de carbón 0,5 W 2,2 Ω 1 150-571 R28 Resistor película de carbón 0,5 W 1,2 Ω 1

366-8592 R31 Resistor sensor al aire libre, R010 1W 1 522-0142 R34, R53, R54, R61 Pot. multiv., estrecho de ajuste sup.,10 mm,500 mW, 20kΩ 4 148-871 R35, R70, R71 Resistor película de carbón 0,25W 39k 3

522-0237 R51 Pot. multiv., estrecho de ajuste sup.,10 mm,500 mW, 500 kΩ 1 148-736 R59, R64, R77 Resistor película de carbón 0,25 W 10 kΩ 3 149-161 R67 Resistor película de carbón 0,25 W 560 kΩ 1 164-160 R68 Resistor película de carbón 0,25 W 100 Ω 1 149-105 R69 Resistor película de carbón 0,25 W 330 kΩ 1 1023254 U3 IC - MOSFET Driver HI Side IR2125PBF 1 545-7631 U12 IC - INA195AI Current Shunt Monitor 100 V/V 1 523-0105 U13 IC - Analogue multiplier, AD835AN DIP8, 150 MHz 1 533-8186 U14 IC -Comparador, LM311N 200 ns DIP8 1

Tabla 8.1. Listado materiales girador tipo G.


95


211-549

C6, C9, C18, C19, C33, C34, C61, C62, C63, C64, C65, C80, C83, C86, C88


228-6947 C10, C81, C82, C85 Condens. electro. Al radial M,10 uF 63 V 4

211-5542 C11, C12, C15, C16, C17 Condens. cerámico radial Z5U,3,3 uF 50 Vdc 5

339-6887 C13, C14 Condens. electro. Al TSUP,10000 uF 50 V 2 315-0855 C60 Condens. electro Al radial FC,120 uF 50 V 1 211-4864 C84, C87, C89, C90 Condens. cerámico radial C0G,15 pF 100 V 4 545-2872 D7 Diodo de barrera Schottky, MBR1045 10 A, 45 V 1 545-2917 D8 Diodo rectificador, MUR840 8 A, 400 V 1 812-617 D9 Diodo Zener 43 V, BZX85 1,3 W 1

544-4483 D10 Diodo Zener 15V, BZX79C15 500 mW 1 417-098 F1 Portafusibles PCB perfil bajo, 5x20 mm, 6,3 A 1

361-7667 J13, J14 Terminal PCB con tornillo 2 vías, 5 mm 1 361-7673 J17 Terminal PCB con tornillo 3 vías, 5 mm 1 228-595 L1 Inductor radial alta corriente,220 uH, 5,5 A 1

543-0541 M5 Transistor MOSFET IRLIZ44NPBF 1 293-549 Q1 Transistor NPN,BC109 0,1 A, 5 V 1

289-6831 RV1 Varistor de óxido metálico S14K40 40 Vrms 1 366-8592 R11 Resistor sensor al aire libre, R010 1 W 1 148-635 R12, R22 Resistor película de carbón 0,25 W 3,5 kΩ 2 148-506 R13, R30, R57, R74 Resistor película de carbón 0,25 W 1 kΩ 4 144-015 R14 Resistor película de carbón 0,25 W 10 Ω 1 148-972 R15, R73 Resistor película de carbón 0,25 W 100 kΩ 2 148-815 R17 Resistor película de carbón 0,25 W 22 kΩ 1

522-0142 R37, R55, R58, R66 Pot. multiv., estrecho de ajuste sup.,10 mm,500 mW, 20 kΩ 4 522-0237 R56 Pot. multiv., estrecho de ajuste sup.,10 mm,500 mW, 500 kΩ 1 148-736 R72 Resistor película de carbón 0,25 W 10 kΩ 1 164-160 R75, R76 Resistor película de carbón 0,25 W 100 Ω 2

545-7631 U6 IC - INA195AI Current Shunt Monitor 100 V/V 1 1292284 U7 IC - MOSFET Driver LO side 6 A, TC4420EPA 1 523-0105 U18 IC - Analogue multiplier, AD835AN DIP8 150 MHz 1 533-8186 U20 IC -Comparador, LM311N 200 ns DIP8 1

Tabla 8.2. Listado materiales LFR Boost.

Código Denominación Concepto Uds. 211-549 C1, C2, C3, C4, C5,

C110 Condens. cerámico radial Z5U,100 nF 50 Vdc 6

228-6947 C57 Condens. electro. Al radial M,10 uF 63 V 1 348-6479 D1, D4 Diodo rectificador, MUR160 1A 600 Vrrm 2 544-4483 D2, D3, D5, D6 Diodo Zener 15 V, BZX79C15 500 mW 4 361-7667 J1, J2, J3, J4 Terminal PCB con tornillo 2 vías, 5 mm 1 543-0541 M1, M2, M3, M4 Transistor MOSFET IRLIZ44NPBF 4 144-015 R2, R3, R7, R8 Resistor película de carbón 0,25 W 10 Ω 4 148-972 R4, R5, R9, R10 Resistor película de carbón 0,25 W 100 kΩ 4 1023254 U1, U2 IC - MOSFET Driver HI & LO Side IR2301PBF 2

Tabla 8.3. Listado materiales puente en H.


96

Código Denominación Concepto Uds. 211-5558 C22, C53, C55 Condens. cerámico radial Z5U,1.0uF 50 Vdc 3 228-6644 C23, C24, C54, C56 Condens. electro. Al radial M,47uF 16 V 4

211-549

C25, C109, C112, C113, C115, C117, C119, C120, C123, C127, C128


228-6947 C116 Condens. electro. Al radial M,10 uF 63 V 1 538-1168 C121, C124 Condens. cerámico radial X7R,1 nF 100 V 2 405-7690 C122, C126 Condens. cerámico de lenteja,330pF 500 V 2 544-3480 D21, D24, D25, D28 Diodo pequeña señal,1N4148 0,2 A 100 V,20pc 4 1336539 D22, D26 Diodo de barrera Schottky, SB160 1A 60V 2 1336539 D23, D27 Diodo de barrera Schottky, SB160 1A 60V 2 361-7673 J38 Terminal PCB con tornillo 3 vías, 5 mm 1 361-7667 J39, J40 Terminal PCB con tornillo 2 vías, 5 mm 1 540-8639 L6 Inductor radial 100UH 0,82 A 1 540-868 L7 Inductor radial 220UH 0,58 A 1 148-972 R96 Resistor película de carbón 0,25 W 100 kΩ 1

522-0237 R97, R100 Pot. multiv., estrecho de ajuste sup.,10 mm,500 mW, 500 kΩ 2 148-938 R99, R102 Resistor película de carbón 0,25 W 68 kΩ 2 148-809 R104 Resistor película de carbón 0,25 W 20 kΩ 1

533-3951 U9 IC - Charge pump DC-DC converter, LM2662M SO8 1 1273809 U24, U25 IC - DC/DC UP/DOWN converter LT3433 2

Tabla 8.4. Listado materiales fuente de alimentación.


211-549 C26, C27, C30, C32, C51, C52, C104, C107


211-4864 C28, C29, C108 Condens. cerámico radial C0G,15 pF 100 V 3 211-5558 C31 Condens. cerámico radial Z5U,1.0 uF 50 Vdc 1 228-6947 C105, C106 Condens. electro. Al radial M,10 uF 63 V 2 812-392 D15, D20 Diodo Zener 5.1 V,BZX85 1.3 W 2

240-0929 J21 Conector hembra en a/r para PCB 6/6 vías 1 361-7673 J32 Terminal PCB con tornillo 3 vías, 5 mm 1 361-7667 J36 Terminal PCB con tornillo 2 vías, 5 mm 1 522-0237 R18 Pot. multiv., estrecho de ajuste sup.,10 mm,500 mW, 500 k 1 148-506 R21 Resistor película de carbón 0,25 W 1k 1 164-160 R78, R93, R94 Resistor película de carbón 0,25 W 100 3

378-6296 SW1 Interruptor táctil,6x3,5x4,3mm 320gf 1 251-8682 SW2 Puente conex. 2vías,paso/alt 2,54/5,97 mm 1 467-1937 U5 IC - Microcontroller, PIC18F1220-I/P 40 MHz 1 307-1667 U11 IC - Amp operacional precisión, OPA277PA DIP8 1 226-1853 Y1 Cristal, 20 MHz HC49 1

Tabla 8.5. Listado materiales MPPT.


97

Código Denominación Concepto Uds. 211-549 C59, C92, C95, C96,

C97 Condens. cerámico radial Z5U,100 nF 50 Vdc 5

228-6947 C93, C94 Condens. electro. Al radial M,10 uF 63 V 2

211-4864 C98, C99, C100, C101, C102, C103 Condens. cerámico radial C0G,15pF 100 V 6

544-3480 D17, D18, D19 Diodo pequeña señal,1N4148, 0,2 A, 100 V 3 361-7667 J25, J27, J28 Terminal PCB con tornillo 2 vías, 5 mm 1 361-7673 J26 Terminal PCB con tornillo 3 vías, 5 mm 1 522-0142 R44 Pot. multiv., estrecho de ajuste sup.,10 mm,500 mW, 20 kΩ 1

148-506 R45, R80, R82, R87, R88, R89, R90, R92 Resistor película de carbón 0,25W 1 kΩ 8

148-584 R46 Resistor película de carbón 0,25W 2,2 kΩ 1 144-015 R79 Resistor película de carbón 0,25W 10 Ω 1 144-217 R81 Resistor película de carbón 0,25W 560 Ω 1 148-972 R83, R84, R85, R86 Resistor película de carbón 0,25W 100 kΩ 4 149-228 R91 Resistor película de carbón 0,25W 1 MΩ 1 1097452 U22 IC - AO cuádruple alta precisión, OPA4277 1 1085252 U23 IC - SM 74HC1GU04 puerta lógica inversora 1

Tabla 8.6. Listado materiales referencia girador.

8.2.2 Aplicación de precios. Código Concepto Uds. Precio Subtotal 211-549 Condens. cerámico radial Z5U,100 nF 50 Vdc 17 0,12 € 2,04 €

211-5558 Condens. cerámico radial Z5U,1,0 uF 50 Vdc 4 0,45 € 1,80 € 315-0855 Condens. electro Al radial FC,120 uF 50 V 1 0,39 € 0,39 € 228-6947 Condens. electro. Al radial M,10 uF 63 V 5 0,07 € 0,35 € 211-4864 Condens. cerámico radial C0G,15 pF 100 V 2 0,17 € 0,34 € 544-4483 Diodo Zener 15 V, BZX79C15 500 mW 1 0,15 € 0,15 € 545-2872 Diodo de barrera Schottky, MBR1045 10 A 45 V 2 1,30 € 2,60 € 348-6479 Diodo rectificador, MUR160 1A 600 V 1 0,22 € 0,22 € 417-098 Portafusibles PCB perfil bajo, 5x20 mm, 6,3 A 1 0,79 € 0,79 €

361-7667 Terminal PCB con tornillo 2 vías, 5 mm 1 0,46 € 0,46 € 361-7673 Terminal PCB con tornillo 3 vías, 5 mm 1 0,67 € 0,67 € 334-9229 Inductor supresor almacenaje/interf., 22 μH 5 A 2 2,22 € 4,44 € 1190604 Núcleo Ferrita, 36X23X15 N30 150 μH 1 6,31 € 6,31 € 543-0541 Transistor MOSFET IRLIZ44NPBF 1 2,41 € 2,41 € 293-549 Transistor NPN, BC109 0,1 A, 5 V 1 0,48 € 0,48 € 148-506 Resistor película de carbón 0,25 W 1 kΩ 5 0,05 € 0,25 € 148-972 Resistor película de carbón 0,25 W 100 kΩ 1 0,05 € 0,05 € 144-015 Resistor película de carbón 0,25 W 10 Ω 2 0,05 € 0,10 € 150-638 Resistor película de carbón 0,5 W 2,2 Ω 1 0,05 € 0,05 € 150-571 Resistor película de carbón 0,5 W 1,2 Ω 1 0,05 € 0,05 €

366-8592 Resistor sensor al aire libre, R010 1W 1 1,09 € 1,09 € 522-0142 Pot. multiv., estrecho de ajuste sup.,10 mm,500 mW, 20kΩ 4 1,83 € 7,32 € 148-871 Resistor película de carbón 0,25W 39k 3 0,05 € 0,15 €

522-0237 Pot. multiv., estrecho de ajuste sup.,10 mm,500 mW, 500 kΩ 1 1,83 € 1,83 € 148-736 Resistor película de carbón 0,25 W 10 kΩ 3 0,05 € 0,15 € 149-161 Resistor película de carbón 0,25 W 560 kΩ 1 0,05 € 0,05 € 164-160 Resistor película de carbón 0,25 W 100 Ω 1 0,05 € 0,05 €


98

Código Concepto Uds. Precio Subtotal 149-105 Resistor película de carbón 0,25 W 330 kΩ 1 0,05 € 0,05 € 1023254 IC - MOSFET Driver HI Side IR2125PBF 1 12,66 € 12,66 € 545-7631 IC - INA195AI Current Shunt Monitor 100 V/V 1 1,62 € 1,62 € 523-0105 IC - Analogue multiplier, AD835AN DIP8, 150 MHz 1 27,01 € 27,01 € 533-8186 IC -Comparador, LM311N 200 ns DIP8 1 0,41 € 0,41 €

TOTAL: 76,34 €

Tabla 8.7. Aplicación de precios girador tipo G.

Código Concepto Uds. Precio Subtotal 211-549 Condens. cerámico radial Z5U,100 nF 50 Vdc 15 0,12 € 1,80 €

228-6947 Condens. electro. Al radial M,10 uF 63 V 4 0,07 € 0,28 € 211-5542 Condens. cerámico radial Z5U,3,3 uF 50 Vdc 5 1,37 € 6,85 € 339-6887 Condens. electro. Al TSUP,10000 uF 50 V 2 5,34 € 10,68 € 315-0855 Condens. electro Al radial FC,120 uF 50 V 1 0,39 € 0,39 € 211-4864 Condens. cerámico radial C0G,15 pF 100 V 4 0,17 € 0,68 € 545-2872 Diodo de barrera Schottky, MBR1045 10 A, 45 V 1 1,30 € 1,30 € 545-2917 Diodo rectificador, MUR840 8 A, 400 V 1 0,80 € 0,80 € 812-617 Diodo Zener 43 V, BZX85 1,3 W 1 0,20 € 0,20 €

544-4483 Diodo Zener 15V, BZX79C15 500 mW 1 0,15 € 0,15 € 417-098 Portafusibles PCB perfil bajo, 5x20 mm, 6,3 A 1 0,79 € 0,79 €

361-7667 Terminal PCB con tornillo 2 vías, 5 mm 1 0,46 € 0,46 € 361-7673 Terminal PCB con tornillo 3 vías, 5 mm 1 0,67 € 0,67 € 228-595 Inductor radial alta corriente,220 uH, 5,5 A 1 5,49 € 5,49 €

543-0541 Transistor MOSFET IRLIZ44NPBF 1 2,41 € 2,41 € 293-549 Transistor NPN,BC109 0,1 A, 5 V 1 0,48 € 0,48 €

289-6831 Varistor de óxido metálico S14K40 40 Vrms 1 0,46 € 0,46 € 366-8592 Resistor sensor al aire libre, R010 1 W 1 1,09 € 1,09 € 148-635 Resistor película de carbón 0,25 W 3,5 kΩ 2 0,05 € 0,10 € 148-506 Resistor película de carbón 0,25 W 1 kΩ 4 0,05 € 0,20 € 144-015 Resistor película de carbón 0,25 W 10 Ω 1 0,05 € 0,05 € 148-972 Resistor película de carbón 0,25 W 100 kΩ 2 0,05 € 0,10 € 148-815 Resistor película de carbón 0,25 W 22 kΩ 1 0,05 € 0,05 €

522-0142 Pot. multiv., estrecho de ajuste sup.,10 mm,500 mW, 20 kΩ 4 1,83 € 7,32 € 522-0237 Pot. multiv., estrecho de ajuste sup.,10 mm,500 mW, 500 kΩ 1 1,83 € 1,83 € 148-736 Resistor película de carbón 0,25 W 10 kΩ 1 0,05 € 0,05 € 164-160 Resistor película de carbón 0,25 W 100 Ω 2 0,05 € 0,10 €

545-7631 IC - INA195AI Current Shunt Monitor 100 V/V 1 1,62 € 1,62 € 1292284 IC - MOSFET Driver LO side 6 A, TC4420EPA 1 1,19 € 1,19 € 523-0105 IC - Analogue multiplier, AD835AN DIP8 150 MHz 1 27,01 € 27,01 € 533-8186 IC -Comparador, LM311N 200 ns DIP8 1 0,41 € 0,41 €

TOTAL: 75,01 €

Tabla 8.8. Aplicación de precios LFR Boost.


99


228-6947 Condens. electro. Al radial M,10 uF 63 V 1 0,07 € 0,07 € 348-6479 Diodo rectificador, MUR160 1A 600 Vrrm 2 0,22 € 0,44 € 544-4483 Diodo Zener 15 V, BZX79C15 500 mW 4 0,15 € 0,60 € 361-7667 Terminal PCB con tornillo 2 vías, 5 mm 1 0,46 € 0,46 € 543-0541 Transistor MOSFET IRLIZ44NPBF 4 2,41 € 9,64 € 144-015 Resistor película de carbón 0,25 W 10 Ω 4 0,05 € 0,20 € 148-972 Resistor película de carbón 0,25 W 100 kΩ 4 0,05 € 0,20 € 1023254 IC - MOSFET Driver HI & LO Side IR2301PBF 2 2,35 € 4,70 €

TOTAL: 17,03 €

Tabla 8.9. Aplicación de precios puente H.

Código Concepto Uds. Precio Subtotal 211-5558 Condens. cerámico radial Z5U,1.0uF 50 Vdc 3 0,45 € 1,35 € 228-6644 Condens. electro. Al radial M,47uF 16 V 4 0,07 € 0,28 € 211-549 Condens. cerámico radial Z5U,100 nF 50 Vdc 11 0,12 € 1,32 €

228-6947 Condens. electro. Al radial M,10 uF 63 V 1 0,07 € 0,07 € 538-1168 Condens. cerámico radial X7R,1 nF 100 V 2 0,10 € 0,20 € 405-7690 Condens. cerámico de lenteja,330pF 500 V 2 0,11 € 0,22 € 544-3480 Diodo pequeña señal,1N4148 0,2 A 100 V,20pc 4 0,07 € 0,28 € 1336539 Diodo de barrera Schottky, SB160 1A 60V 2 0,35 € 0,71 € 1336539 Diodo de barrera Schottky, SB160 1A 60V 2 0,35 € 0,71 € 361-7673 Terminal PCB con tornillo 3 vías, 5 mm 1 0,67 € 0,67 € 361-7667 Terminal PCB con tornillo 2 vías, 5 mm 1 0,46 € 0,46 € 540-8639 Inductor radial 100UH 0,82 A 1 0,73 € 0,73 € 540-868 Inductor radial 220UH 0,58 A 1 0,73 € 0,73 € 148-972 Resistor película de carbón 0,25 W 100 kΩ 1 0,05 € 0,05 €

522-0237 Pot. multiv., estrecho de ajuste sup.,10 mm,500 mW, 500 kΩ 2 1,83 € 3,66 € 148-938 Resistor película de carbón 0,25 W 68 kΩ 2 0,05 € 0,10 € 148-809 Resistor película de carbón 0,25 W 20 kΩ 1 0,05 € 0,05 €

533-3951 IC - Charge pump DC-DC converter, LM2662M SO8 1 3,25 € 3,25 € 1273809 IC - DC/DC UP/DOWN converter LT3433 2 6,85 € 13,70 €

TOTAL: 28,53 €

Tabla 8.10. Aplicación de precios fuente de alimentación.


211-4864 Condens. cerámico radial C0G,15 pF 100 V 3 0,17 € 0,51 € 211-5558 Condens. cerámico radial Z5U,1.0 uF 50 Vdc 1 0,45 € 0,45 € 228-6947 Condens. electro. Al radial M,10 uF 63 V 2 0,07 € 0,14 € 812-392 Diodo Zener 5.1 V,BZX85 1.3 W 2 0,20 € 0,40 €

240-0929 Conector hembra en a/r para PCB 6/6 vías 1 1,48 € 1,48 € 361-7673 Terminal PCB con tornillo 3 vías, 5 mm 1 0,67 € 0,67 € 361-7667 Terminal PCB con tornillo 2 vías, 5 mm 1 0,46 € 0,46 € 522-0237 Pot. multiv., estrecho de ajuste sup.,10 mm,500 mW, 500 k 1 1,83 € 1,83 €


100

Código Concepto Uds. Precio Subtotal 148-506 Resistor película de carbón 0,25 W 1k 1 0,05 € 0,05 € 164-160 Resistor película de carbón 0,25 W 100 3 0,05 € 0,15 €

378-6296 Interruptor táctil,6x3,5x4,3mm 320gf 1 0,28 € 0,28 € 251-8682 Puente conex. 2vías,paso/alt 2,54/5,97 mm 1 0,31 € 0,31 € 467-1937 IC - Microcontroller, PIC18F1220-I/P 40 MHz 1 5,97 € 5,97 € 307-1667 IC - Amp operacional precisión, OPA277PA DIP8 1 1,97 € 1,97 € 226-1853 Cristal, 20 MHz HC49 1 0,59 € 0,59 €

TOTAL: 16,22 €

Tabla 8.11. Aplicación de precios MPPT.


228-6947 Condens. electro. Al radial M,10 uF 63 V 2 0,07 € 0,14 € 211-4864 Condens. cerámico radial C0G,15pF 100 V 6 0,17 € 1,02 € 544-3480 Diodo pequeña señal,1N4148, 0,2 A, 100 V 3 0,07 € 0,21 € 361-7667 Terminal PCB con tornillo 2 vías, 5 mm 1 0,46 € 0,46 € 361-7673 Terminal PCB con tornillo 3 vías, 5 mm 1 0,67 € 0,67 € 522-0142 Pot. multiv., estrecho de ajuste sup.,10 mm,500 mW, 20 kΩ 1 1,83 € 1,83 € 148-506 Resistor película de carbón 0,25W 1 kΩ 8 0,05 € 0,40 € 148-584 Resistor película de carbón 0,25W 2,2 kΩ 1 0,05 € 0,05 € 144-015 Resistor película de carbón 0,25W 10 Ω 1 0,05 € 0,05 € 144-217 Resistor película de carbón 0,25W 560 Ω 1 0,05 € 0,05 € 148-972 Resistor película de carbón 0,25W 100 kΩ 4 0,05 € 0,20 € 149-228 Resistor película de carbón 0,25W 1 MΩ 1 0,05 € 0,05 € 1097452 IC - AO cuádruple alta precisión, OPA4277 1 6,74 € 6,74 € 1085252 IC - SM 74HC1GU04 puerta lógica inversora 1 0,19 € 0,19 €

TOTAL: 12,66 €

Tabla 8.12. Aplicación de precios referencia girador.

8.2.3 Precio prototipo ondulador.

Concepto Uds. Precio Subtotal LFR Boost 2 75,01 € 150,02 € MPPT 2 16,22 € 32,44 € Girador tipo G 2 76,34 € 152,68 € Referencia girador 1 12,66 € 12,66 € Puente en H 1 17,03 € 17,03 € Fuente de alimentación 1 28,53 € 28,53 € Transformador 1 33,22 € 33,22 € Disipadores 3 5,82 € 17,46 € Tornillería 1 0,52 € 0,52 € Cableado 1 1,02 € 1,02 € TOTAL: 445,58 €

Tabla 8.13. Precio material prototipo ondulador.


101

8.3 Anexo 3. Diseño de un girador tipo G basado en BIF.

En el siguiente anexo se presenta el diseño de un girador tipo G basado en un convertidor BIF, la figura muestra los componentes del BIF.

Figura 8.1. Topología de un BIF. La expresión de la ecuación característica de un girador tipo G basado en un

convertidor BIF viene dada por:

0)(1

2

=⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+ sP

RCs (A4.1)

donde,

ddddddd CRCLs

CCRRg

CLs

CRg

CRCRssP

111

2

11

2

1

2

1

3 11·11)( +⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−+⎟⎟

⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−++= (A4.2)

Si P(s) se escribe como pnsmsssP +++= 23)( , el polinomio no deberá tener sus

raíces en el semiplano derecho, con las siguientes condiciones dadas por el criterio de Routh se cumplirá.

m>0 n>0 p>0 mn-p>0 (A4.3)

Aplicando las condiciones de (A4.3) al polinomio (A4.2) tenemos

RgCCCR d

dd 21 +< (A4.4)

12RLgCR dd > (A4.5)

01

11

>dd CRCL

(A4.6)

dddddd CRCLRgCCRLgCRRg )()( 124

112222 +<++ (A4.7)


102

Se puede observar que (A4.6) se cumple siempre. (A4.4) y (A4.5) establecen el margen de valor de dd CR para un sistema estable. Por otro lado, la expresión (A4.7) se puede expresar de la siguiente forma

02 <++= cbxaxy (A4.8)

donde, x = dd CR y a > 0, b < 0 y c > 0.

Por lo tanto (A4.8) puede expresarse como

( ) ( ) 0112

12422 <++++= dd CCRLgxCLRgRxgy (A4.9)

La ecuación (A4.8) se representa en la figura 8.2 donde X1 y X2 están dados por

aacbbx

242

1−−−

= a

acbbx2

42

2−+−

= (A4.10)

Y

21 2x

abx <

−< (A4.11)

Que nos lleva a

2212

1 22x

RgCRLgx d <+< (A4.12)

)max(22

)min( 212

ddd

dd CRRg

CRLgCR <+< (A4.13)

También podemos escribir

12

1

RLgCCCR d

dd+

< (A4.14)

12RLgCR dd > (A4.15)

Figura 8.2. Representación genérica de la función (A4.9)


103

Los límites mostrados en (A4.12)-(A4.15) se resumen en la siguiente figura.

Figura 8.3. Región de estabilidad en función de RdCd.

Además, el término a

acb2

42 − es igual a

( )=

+−+=

−Rg

CCLRgCLRga

acb dd2

11222

1242

2)(4

24

RgCLRgCLRgCLRg dd

21

2211

22221

48

224 −++

= (A4.16)

La expresión (A4.16) puede ser simplificada asumiendo

dd CLRgCLRgC 122

11222 24 −= (A4.17)

Con lo que tenemos lo siguiente

11222

148

124 4 CLRgLRgLRgCd ++= 0>dC (A4.18)

Tomando dC obtenido en (A4.17) obtenemos los siguientes valores para X1 y X2.

RgCx d

21 2= (A4.19)

RgCRLgx d

2122 2+= (A4.20)

De (A4.19) y (A4.20) se obtiene que

1)min( xCR dd < y )max(2 dd CRx < (A4.21) El análisis previo se resume en un algoritmo de diseño representado en el siguiente diagrama de flujo.


104

Figura 8.4. Algoritmo de diseño para Rd y Cd en un giradorRegión de estabilidad en función de RdCd.

11222

148

124 4 CLRgLRgLRgCd ++=

RgCx d

21 2=

RgCRLgx d

2122 2+=

Elegir Rd para que

21 xCRx dd <<

¿Buen transitorio?

Seleccionar L1, C1, L2, C2, R y g de las

especificaciones del girador

Fin del diseño

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