Projecte Fi de Carrera Disseny de sensors resistius amb...

Projecte Fi de Carrera

Disseny de sensors resistius amb detecció remota

Titulació: Enginyeria Tècnica de Telecomunicació, especialitat en

Telemàtica

Autor: Ramon Solana Piqué

Director: David Girbau Sala

Data: Juny del 2011

Agraïments

M’agradaria agrair els ànims i suport per part dels meus familiars i amics que sempre han estat animant-me.

Als meus companys de classe i amics Sergi Rima Martí i David Solé Miralles per els consells, ajuda, suport comú al llarg del projecte.

Per últim al director del projecte, Dr. David Girbau Sala per haver-me explicat tot el que no entenia, la paciència i haver-me guiat de forma correcta i constant al llarg de la realització del projecte.

Disseny de sensors resistius amb detecció remota Índex

3

Índex

1. INTRODUCCIÓ

1.1 Tecnologia i Arquitectura RFID ............................................................. pàg.5 1.2 UWB ....................................................................................................... pàg.6

1.3 UWB RFID ....................................................................................... pàg.8 1.4 Sensors Wireless ............................................................................... pàg.9

1.4.1 ZigBee ..................................................................................... pàg.9 1.5 Objectius ........................................................................................... pàg.10 1.6 Organització de la memòria .............................................................. pàg.11

1.7 Referències del capítol ...................................................................... pàg.11

2. SENSORS DE TEMPERATURA

2.1 Termistors (PTC/NTC) ........................................................................... pàg.13 2.2 NTC ......................................................................................................... pàg.14

2.2.1. Introducció ..................................................................................... pàg.14 2.2.2. Característiques principals ............................................................ pàg.14

2.2.2.1. Resistència nominal ........................................................ pàg.14 2.2.2.2. Temperatura-Resistència característica R(T) ................. pàg.14 2.2.2.3. Coeficient de temperatura (α) ......................................... pàg.14 2.2.2.4. Índex de sensibilitat ........................................................ pàg.15 2.2.2.5. Aproximació de la corba R(t) ......................................... pàg.15 2.2.2.6. Tolerància de la resistència i precisió de la Temperatura ................................................................................. pàg.16 2.2.2.7. Tolerància de la resistència a qualsevol Temperatura ................................................................................. pàg.16 2.2.2.8. Formació de la característica R(T) ................................. pàg.17

2.2.2.9. Constant tèrmica temporal ......................................................... pàg.17 2.2.2.10. Temps de resposta .................................................................... pàg.18

2.3 Caracterització de diferents termistors NTC ......................................... pàg.18 2.4 Circuit sensor de temperatura................................................................ pàg.20

2.4.1. LM35 ............................................................................................ pàg.21 2.5 Mesures ................................................................................................... pàg.21

2.5.1. Estudi 1 ......................................................................................... pàg.22 2.5.2. Estudi 2 ......................................................................................... pàg.23

2.6 Referències del capítol ............................................................................ pàg.25

3. SENSOR BASAT EN DETECCIÓ FREQÜENCIAL 3.1 Principi de funcionament .................................................................. pàg.26

3.1.1 Teoria de tags .......................................................................... pàg.26 3.1.2 Teoria de radioenllaç ............................................................... pàg.27

Disseny de sensors resistius amb detecció remota Índex

4

3.1.3 Teoria dels ressonadors ........................................................... pàg.29 3.1.3.1 Ressonador RLC ....................................................... pàg.30 3.1.3.2 Ressonadors amb línies de transmissió .................... pàg.33 3.1.3.3 Ressonador amb línia de trans. i stub paral· lel ......... pàg.34 3.1.3.4 Ressonador amb càrrega resistiva ............................ pàg.38

3.2 Disseny de tags freqüencials ................................................. pàg.38 3.2.1. Circuit 0 ...................................................................... pàg.39 3.2.2. Circuit 1 ...................................................................... pàg.43 3.2.3 Circuit 2 ...................................................................... pàg.45 3.2.4. Circuit 3 ...................................................................... pàg.48 3.2.5. Circuit 4 ...................................................................... pàg.49

3.3 Mesures del sensor ................................................................ pàg.53 3.4 Resultats finals sobre un radar .............................................. pàg.62 3.5 Referències del capítol .......................................................... pàg.66

4. SENSOR BASAT EN DETECCIÓ TEMPORAL

4.1 Principi de funcionament .................................................................. pàg.67 4.2 Simulacions de polsos temporals ...................................................... pàg.68 4.3 Resultats amb tag temporal al laboratori .......................................... pàg.71 4.4 Referències del capítol ...................................................................... pàg.72

5. CONCLUSIONS I LÍNIES FUTURES ............................................... pàg.74

Disseny de sensors resistius amb detecció remota Sensors de temperatura

5

1. INTRODUCCIÓ

En aquest projecte s’intenta demostrar com es poden crear sensors resistius a partir de la tecnologia RFID i UWB. Per fer-ho ens ajudarem dels sensors resistius NTC i es realitzarà el disseny de diferents tags com a demostracions.

En aquest capítol explicarem i introduirem els coneixements sobre els quals es basa el projecte. Farem una introducció breu a la tecnologia i arquitectura dels RFID (Radio Frequency IDentification). Seguirem centrant-nos més al nostre cas i explicarem els RFID basats en UWB (Ultra Wide Band). Com que el projecte està centrat en el disseny de sensors resistius, introduirem aquesta tecnologia per a que el lector sàpiga les funcionalitats bàsiques que s’aniran ampliant a mesura que avancem en el treball. Finalment fixarem uns objectius a assolir amb la realització d’aquest projecte i explicaré com organitzaré aquesta.

1.1. Tecnologia i Arquitectura RFID

Les sigles RFID corresponen a les paraules IDentificació per Ràdio Freqüència, i és una tecnologia en alça. Tal com el seu nom indica, el terme RFID és utilitzat per descriure qualsevol tecnologia que utilitza senyals de ràdio per tal d’identificar algun objecte en concret. A diferencia dels sistemes de detecció utilitzats per evitar robatoris, EAS Electronic Article Surveillance mitjançant radiofreqüència, la RFID aporta informació única de l’article, com podria ser un número de sèrie o un codi d’identificació [1], sen un bon candidat per substituir el codi de barres.

És normal trobar sovint que també s’anomeni a aquesta tecnologia com: sistema d’etiquetes intel·ligents. No obstant, les seves aplicacions no només estan centrades en aquest àmbit comercial i en logística de magatzems, sinó que també pot ser utilitzat per aportar altre tipus d’informació que identifiquin un subjecte o un objecte, com ara historials mèdics o delictius d’una persona o les dates de caducitat o per realitzar control d’accés a diferents llocs o serveis.

Encara que la tecnologia RFID es pugui aplicar en moltes àrees, no hi ha cap sistema estandarditzat, que pugui servir per a totes les aplicacions. El motiu és ben clar, els requisits de les aplicacions són massa diversos. Per exemple, una aplicació pot requerir una identificació a 0,5 m de distància i una altre a 20 m, és per això que les solucions mitjançant tecnologia RFID solen ser específiques per a cada aplicació [2].

L’arquitectura d’un sistema de RFID estàndard consisteix principalment en dos mòduls. El mòdul anomenat lector i el tag o transponder (tal com s’observa a la figura 1.1). Tots dos comunicats mitjançant antenes i un radioenllaç. Les antenes del lector poden estar integrades o físicament separades del mòdul connectades mitjançant un cable. En canvi, les antenes dels tags, normalment estan físicament integrades en ells. El lector interrogarà de forma continua una zona de l’espai esperant alguna resposta, quan un tag

Disseny de sensors resistius amb detecció remota Introducció

6

entri en aquesta regió de l’espai, contestarà amb la informació programada que serà interpretada i guardada pel mòdul lector. Juntament amb el lector és normal trobar una interfície d’usuari, ja sigui pròpia o mitjançant un PC per al control del mòdul i per a l’accés a la informació, encarregant-se de tot el processat de la senyal [3]. De tags, en podem trobar de dos tipus diferents d’acord amb les seves característiques. D’una banda els tags que contenen un xip integrat juntament amb la memòria per les dades i els circuits de control, dels quals no es fa referència en aquest projecte. Aquests poden ser actius si porten un sistema autònom d’alimentació (bateria) o passius, si aprofiten l’energia de la mateixa senyal rebuda. D’altra banda hi han els tags sense xip, punt principal d’aquest treball, sempre passius ja que no és necessari posar en funcionament cap dispositiu.

Figura 1.1 Sistema bàsic de RFID

1.2. UWB (Ultra Wide-Band)

Els sistemes basats en UWB (Ultra Wide-Band) han acaparat un gran interès en els últims anys ja que presenten una millora sobre alguns sistemes de comunicació convencionals.

La tecnologia UWB es refereix a qualsevol tecnologia que treballi amb un ample de banda superior als 500 MHz. El primer sistema de UWB va ser el transmissor Spark-gap, inventat per Marconi al 1897 [7]. Tot i així aquesta tecnologia va començar a desenvolupar-se a partir del 1950 en entorns militars. [3]

UWB es caracteritza per utilitzar freqüències elevades i permetre un ample de banda molt ampli. Fa ús d’un espectre de freqüència que pot anar des dels 3.1 GHz fins als 10.6 GHz tenint així un ample banda de més de 7 GHz. Això provoca que es pot transmetre informació en menys temps respecte les bandes de RF convencionals.


7

Les transmissions en UWB consten d’una sèrie d’impulsos de energia modulats del ordre de nanosegons (arribant també a picosegons) de duració, sent mol menor que el interval de duració d’un bit. Aquest fet produeix que l’ample de banda sigui tan gran, de varis Ghz. La densitat espectral d’aquesta energia és molt petita i això es tradueix en una reducció de les interferències amb altres senyals que

estiguin utilitzant aquesta part del espectre. (Figura 1.2)

Els principals avantatges de la tecnologia UWB que la fan més útil i cada cop més utilitzada respecte les que utilitzen les bandes de RF són: [4]

El poc consum energètic que té. La gran velocitat en comunicacions sense fils. La poca probabilitat de tenir interferències amb altres senyals. Gran capacitat d’enviar informació. Al tenir polsos tan reduïts podem enviar

grans quantitats d’informació en menys temps respecte altres sistemes. Reducció dels efectes de propagació multicamí. Millor resolució (Per exemple en l’ús de radars o GPRs, es pot obtenir una gran

resolució dels materials analitzats). Aquest fet es pot comprovar mitjançant la

fórmula de la resolució en distància R∆ :

2

cR

⋅Γ∆ = (1.1)

Per tant, on c és la velocitat de la llum (3·108 m/s) i Γ el temps. Veiem que com més petit és Γ (cas de UWB), més gran és la resolució.

Tots aquest avantatges fan que la tendència actual sigui treballar amb aquest tipus de tecnologia sobretot per a equips de comunicació, ja que ofereix la possibilitat de que puguin treballar a la mateixa banda d’altres sistemes sense patir interferències.

Els principals desavantatges que presenta aquesta tecnologia són els que segueixen:

× L’abast. Si augmentem l’abast ha de disminuir la velocitat de transmissió degut a les limitacions de potència. Cal recordar que treballem en potències molt petites, per tant l’abast que podem assolir amb UWB és reduït respecte altres tecnologies que utilitzen una potència més elevada (Figura 1.2).

Figura 1.2. UWB vs altres sistemes de

comunicació


8

× Reflex de la senyal. L’abast també es pot veure afectat per objectes que reflecteixin el senyal tot i que la capacitat de travessar-los és molt major que en altres tecnologies sense fils.

Tot i que originàriament UWB va ser creada per fins militars, a partir dels anys 90 algunes empreses ja van començar a utilitzar aquesta tecnologia per aplicacions més comercials i domèstiques, a part de les pròpiament industrials i d’innovació. Algunes d’aquestes aplicacions poden ser:

Treballar en entorns WPAN (Wireless Personal Area Network). Reemplaçar el protocol IEEE 1394 en dispositius multimèdia (càmeres de fotos

o vídeo, reproductors mp3,...) amb connectivitat sense fils. Permetre connectivitat WUSB (Wireless Universal Serial Bus) de gran velocitat

(tot tipus de perifèrics). Possibilitat de crear connectivitat sense fils d’alt radi per PC i dispositius mòbils. Al tenir un gran ample de banda pot ser utilitzat també en aplicacions de

streaming de vídeo.

I en un futur pròxim presentarà una gran quantitat d’aplicacions i opcions més, com ara la QoS (Quality of Service), augmentar la distància en la transmissió de informació, facilitat de integració i certificació de dades, etc.

1.3. UWB-RFID

Amb UWB, la tecnologia RFID pren noves possibilitats. Com ja hem vist, UWB proporciona més ample de banda, més resolució, molta més seguretat (probabilitat reduïda d’una intercepció), un consum molt reduït de potència, un cost també més reduït, immunitat a la propagació multicamí, etc. [5]. El rang de detecció d’un sistema UWB-RFID ve donat per la següent equació:

= · (1.2)

On R representa el rang, f és la funció de modulació del canal, és l’energia de bit i representa la densitat espectral de potència de soroll.

Utilitzant UWB en el disseny de sistemes RFID obtenim la capacitat de transmetre més informació o poder-ne emmagatzemar més ja que l’ample de banda de la tecnologia (recordem superior a 500MHz) ens permet codificar més bits i enviar-los de forma més ràpida. A més aquesta informació és més difícil que sigui interceptada ja que la poca potència que necessita UWB (revisar figura 2) fa que sigui molt difícil detectar informació i modificar-la.


9

1.4. Sensors Wireless

La importància dels sensors wireless ha augmentat en els últims anys. El fet de poder tenir un control i informació del que es desitgi optimitzant els costos del cable i la facilitat de connexió amb un cost de potència reduït, han fet que els sensors wireless s’hagin estès a molts àmbits, no tan sols a industrials.

Els sensors wireless creen una xarxa entre tots ells, on tots aquest sensors estan controlats i connectats a un ordinador o sistema de control central. Un exemple pot ser el que veiem a la figura 1.3. Podem veure que tenim dispositius connectats a una estació central sense cap tipus de connexió amb cable sinó que els elements estan connectats a l’estació mitjançant canals de radiofreqüència [6].

En aquest apartat estudiarem un dels estàndards més utilitzats en sensors wireless, el zigbee.

1.4.1 ZigBee

L’estàndard Zigbee és molt utilitzat en aplicacions que necessiten obtenir dades i processar-les (per exemple, automatització industrial, aplicacions agrícoles, automatització del trànsit i qualsevol tipus d’aplicació que requereixi una automatització i monitorització de dades). L’estàndard està composat de dos parts, anomenades node ZigBee i central de processos, on la connexió entre les parts és mitjançant radiofreqüència.

Els principals avantatges de l’estàndard són els següents:

La possibilitat de monitoritzar i automatitzar de manera eficient la producció en industries i tenir un control exacte dels objectes estudiats.

Els pocs recursos i prestacions que requereix el sistema per ser implementat. Qualsevol màquina pot tenir un sistema basat en ZigBee per tenir un control exacte del que desitgi.

El temps de vida que tenen les bateries dels sensors basats en ZigBee. La poca potència que necessita per funcionar, fa que el sistema tingui un temps de vida molt elevat. Aquest motiu és molt important ja que ens interessa un sistema eficient i de llarga duració sense haver de ser reemplaçat.

Un abast força superior a altres tecnologies wireless. Podem arribar fins als 75m.

Els inconvenients que presenta aquest estàndard són molt reduïts però segons l’aplicació que es vulgui implementar:

Figura 1.3. Xarxa de sensors wireless


10

× La distància que abans s’ha esmentat (75m) pot resultar insuficient pel que pot ser un desavantatge a tenir en compte.

× La fiabilitat de les mesures. Pot donar-se el cas que al tenir el aire com a medi de propagació de la senyal, aquesta pot veure’s afectada per interferències reduint la probabilitat d’obtenir la informació exacte.

× La latència.

A la figura 1.4 hi ha una comparació de ZigBee amb altres estàndards.

Figura 1.4. Taula ZigBee vs altres tecnologies wireless

1.5. Objectius

L’objectiu general d’aquest projecte és intentar dissenyar i implementar un sensor de temperatura amb detecció remota. Dividirem el projecte en dos parts, una serà “Sensor basat en detecció freqüencial”, on utilitzarem sistemes UWB-RFID centrats al voltant dels 4 GHz. Intentarem detectar les variacions de temperatura i enviar la informació mitjançant un sistema RFID implementat en un tag. Aquesta part és crítica ja que no se sap a priori si els tags dissenyats donaran bon resultat.

L’altre part es titula “Sensor basat en detecció temporal”. En aquesta part estudiarem els sensors temporals que utilitzarem, els circuits i veurem els resultats obtinguts mitjançant gràfiques i taules.

Els objectius principals plantejats han estat els següents:

Assolir els coneixements teòrics sobre ressonadors, tags, RFID, UWB i els termosensors. Comprendre el seu funcionament bàsic i les seves aplicacions. Saber centrar tot això al projecte per obtenir els resultats esperats.


11

Dissenyar un tag de manera que la detecció freqüencial sigui possible i amb uns bons resultats (el processat de la senyal no sigui complicat).

Obtenir bones mesures amb el disseny temporal, fer un bon processat de les dades i obtenir conclusions importants.

Definir unes possibles línies de investigació futures a partir dels resultats obtinguts en el present projecte.

1.6. Organització de la memòria

La memòria del projecte presentat està dividida en capítols d’acord amb els objectius vistos en el punt anterior. D’aquesta manera, primerament es troba un capítol introductori sobre la teoria que veurem en el projecte. RFID, UWB, UWB-RFID, sensors wireless.

En el segon capítol veurem els sensors de temperatura. En aquest capítol veurem els diferents tipus de sensors que hi ha i estudiarem el utilitzat en aquest projecte. Veurem el circuit que farem servir per a estudiar els canvis de temperatura i tota la teoria necessària per comprendre el funcionament explicada i detallada amb exemples gràfics, imatges i valors.

El tercer i quart capítol estan composats per la part principal del projecte, la detecció temporal i la detecció freqüencial. En el primer cas (Capítol 4), realitzarem un sensor de temperatura mitjançant un circuit imprès i resistències NTC. En el segon cas, (Capítol 3), intentarem trobar un tag que ens pugui permetre una detecció freqüencial de la variació de temperatura al sensor. Aquest cas serà més complex ja que en una detecció freqüencial hi han molts elements que intervenen i poden empitjorar el sistema de RFID, com pot ser el soroll, interferències,etc.

En els següents capítols resumim la feina realitzada i els resultats obtinguts. Obtindrem unes conclusions i establirem unes possibles línies d’investigació futures.

1.7. Referències del capítol

[1] Simson Garfinkel and Beth Rosenberg. “RFID Applications, Security, and Privacy”. Upper Saddle River, NJ [etc.] : Addison-Wesley, cop. 2006. [2] Stevan Preradovic, Isaac Balbin Nemai Chandra Karmakar i Gerhard F. Swiegers. “Multiresonator-Based Chipless RFID System for Low-Cost Item Tracking”,IEE transactions on microwave theory and techniques, Vol. 57, No. 5, Maig 2009. [3] http://es.wikipedia.org/wiki/Ultrawideband Data de consulta: Març 2011


12

[4] Roman Nogar, Bangalore. “Ultra Wide Band (UWB) systems and their implications to electromagnetic enviroment”. Proceedings of the International Conference on Electromagnetic Interference and Compatibility. 99. [5] Sanming Hu, Choi Look Law, Wenbin Dou, Honghui Chen. “Detection Range Enhancement of UWB-RFID systems”. Southeast University, Nanjing. 2007 IEEE. [6]http://www.isa.org/InTechTemplate.cfm?Section=Automation_Basics&template=/ContentManagement/ContentDisplay.cfm&ContentID=72116 Data de consulta: Març 2011 [7] Bibliografia Marconi: http://es.wikipedia.org/wiki/Guglielmo_Marconi


13

2. Sensors de temperatura En aquest capítol es veu la teoria de sensors de temperatura. S’introdueixen els conceptes teòrics necessaris per comprendre el funcionament del projecte. S’estudia el NTC, una resistència que varia el seu valor òhmic segons la temperatura a la que es trobi. Aquestes resistències es poden utilitzar com a control de díodes varactors (no es veurà en aquest projecte) i aquí s’investigarà si poden servir a alta freqüència. Veurem el sensor de temperatura LM35 que ens ajudarà a determinar la temperatura a la que ens trobem ja que augmenta la seva tensió en 10mV per grau centígrad. Tot això es veurà amb gràfics i imatges que facilitin la comprensió dels conceptes.

2.1. Termistors (PTC/NTC) Un termistor, és un sensor resistiu de temperatura i estan formats per una barreja sintetitzada d’òxids metàl·lics. El seu funcionament es basa en la variació de la resistivitat que presenta un semiconductor amb la temperatura. El terme prové de la definició anglesa “ Thermally Sensitive Resistor” . Existeixen dos tipus: [1]

NTC (Negative Temperature Coefficient)

PTC (Positive Temperature Coefficient) La gran sensibilitat que presenten els termistors (el valor òhmic pot variar fins a un 6% per cada grau centígrad de variació), fa que resultin extremadament útils per a mesures exactes de temperatura o per aplicacions que funcionen a partir de la variació de temperatura d’un determinat objecte o sistema.

Els termistors poden servir per la mesura o detecció de temperatura en gasos, líquids o sòlids. Al ser realment petits (veure figura 2.1), normalment es troben muntats en sondes o espais especials que poden estar dissenyats específicament per posicionar-los i protegir-los adequadament per a qualsevol

medi designat per treballar.

El desavantatge més important és la seva falta de estabilitat en el temps i la seva gran dispersió en comparació amb les termorresistències. L’avantatge més important és la seva reduïda massa, el que permet velocitats de resposta molt alts. [2]

Per a la elecció del termistor s’ha tingut en compte si era més fàcil refredar o escalfar el termistor. Vam veure que el més fàcil era escalfar-lo, per tant vam decidir que treballaríem amb NTC’s ja que aquests, tenen la particularitat que el seu valor òhmic decreix a mesura que augmenta la temperatura. És més fàcil treballar amb valors resistius petits a mesura que augmenta la temperatura que no treballar amb valors grans.

Figura 2.1. Tipus de Termistors


14

2.2. NTC

2.2.1. Introducció Els termistors NTC són sensors resistius de temperatura fets a partir de una barreja d’òxids de Mn, Ni, Co, Cu i Fe. Sinteritzant ceràmica, es poden obtenir NTC de valors diferents. Les estrictes condicions de mesclat, pressió, sinterització i metal·lització fan que s’aconsegueixi una sèrie de productes de gran qualitat.

Aquest material semiconductor reacciona com un resistor, la resistència del qual decreix amb un augment de la temperatura. Aquest efecte negatiu del coeficient de temperatura és resultat d’un canvi extern de la temperatura de l’ambient o d’un augment propi del resistor (autoescalfament) a causa de l’efecte Joule a la corrent que flueix per el termistor.

Variant la composició i el tamany dels termistors podem aconseguir un ampli rang de valors resistius (0.1Ω fins a 1MΩ) i coeficients de temperatura (-2% fins a -6% per ºC). El rang de temperatura més habitual és el comprès entre els 50ºC i els 200ºC, tot i que alguns poden arribar als 450 ºC.

2.2.2. Característiques principals En aquest apartat veurem les característiques del resistor NTC que és el cas que treballarem en la nostra aplicació [3].

2.2.2.1. Resistència nominal (Rn)

La resistència nominal d’un NTC ve donada generalment a 25ºC i és aquella resistència del dispositiu que es pren com a referència. 2.2.2.2. Característica temperatura-resistència R(T) És la relació entre la potència zero de la resistència i la temperatura. Pot ser determinada experimentalment i ve descrita per la relació:

()(25º) (2.1)

On R(T) és el valor de la resistència a una temperatura determinada i R(25ºC), és el valor de la resistència a 25ºC. Aquesta relació està descrita en taules per a moltes temperatures en els datasheets dels components.

2.2.2.3. Coeficient de temperatura (α) El coeficient de temperatura (α) és la pendent de la corba en un punt donat be definit per:


15

∝= 100 · (2.2)

Està expressat en % per grau centígrad.

2.2.2.4. Índex de sensibilitat L’equació:

= (2.3)

S’utilitza per aproximar la característica R(T), on A és una constant del material. B és l’índex de sensibilitat o contant del material utilitzat. Per calcular el valor de B és necessari saber les resistències R1 i R2 del termistor a les temperatures T1 i T2. L’equació:

= · ! · 1 − 1 (2.4)

ens condueix a:

!(#) = 1$ 1 − 1 % · ln (2.5)

Convencionalment, B serà la més calculada per les temperatures T1=25 ºC i T2=85ºC (298.16K i 358.16K). Realment, com l’equació 2.3 és una aproximació, el valor de B depèn de les temperatures T1 i T2. Per exemple, a partir de la característica R(T) del material M (M indica la tolerància del material), podem calcular B:

B(25-85)=3950 B(0-60)=3901

B(50-110)=3983 Quan utilitzem l’equació 2.3 per aquest material, l’error pot variar com a molt al 9% a 25ºC, 0.6% a 55ºC i al 1.6% a 125ºC. Utilitzant la mateixa equació, es possible trobar el valor de B a partir del coeficient α. Substituïm R pel seu valor a l’equació 2.2. i obtenim:

∝= − ! (2.6)

expressat en %/ºC.

2.2.2.5. Aproximació de la corba R(T) La descripció de la característica R(T) pot ser millorada utilitzant un gran nombre de punts experimentals i l’equació següent:

1 = + !(ln ) + (ln )) (2.7)

Els paràmetres A,B i C s’aconsegueixen resolent les equacions obtingudes utilitzant la mesura de les resistències a tres temperatures diferents. La solució de l’equació 2.7 ens dóna la resistència a qualsevol temperatura:


16

ln () = 13 +,,-3.− 272 − 1/ + 32 √3 2327 − 1/ + 4 !)5

− 3.272 − 1/ + 32 √3 2327 − 1/ + 4 !)56

(2.8)

La precisió d’aquesta descripció és normalment 0.2ºC pel rang -50 fins +150ºC (A,B i C són obtinguts amb valors experimentals a -20,+50 i 120ºC) o sent millor fins i tot si el rang és reduït.

2.2.2.6. Tolerància de la resistència i precisió de la temperatura La tolerància del valor de la resistència donada una temperatura és una característica important del termistor. La incertesa de la resistència (DR/R) està relacionada amb la incertesa de la temperatura (DT) utilitzant la fórmula:

∆ = 100 · ∆ · 1∝ (2.9)

Suposem un exemple, agafem el termistor ND06M00152J, on:

• R(25ºC)= 1500Ω • Fet del material M • R(T) la traiem de les taules dels datasheets, α=-4.4%/ºC a 25ºC

• Tolerància ∆R/R=±5% equival a: ∆T=:%;.;%/º==±1.14%

2.2.2.7. Tolerància de la resistència a qualsevol temperatura Qualsevol material utilitzat per realitzar NTC’s sempre mostra una dispersió per la R(T) característica. Aquesta dispersió depèn del tipus del material utilitzat i és especialment reduïda per a una sèrie de termistors específics. Per tant, la tolerància a la resistència R2 (∆R2/R2) a una temperatura T2 és la suma de dos contribucions com es pot veure a la figura 2.2.

- La tolerància ∆R1/R1 a una temperatura T1 s’utilitza com a referència. Una contribució addicional gràcies a la dispersió de la R(T) característica que hauria de ser anomenada “Tolerància de fabricació” (Tf).

Diferenciant l’equació 2.3, les dos contribucions a la tolerància a T, poden ser escrites com:

∆ = ∆ + > 1 − 1 > · ∆! (2.10)


17

Figura 2.2. Gràfica Toleràncies

2.2.2.8. Formació de la característica R(T) Per utilitzar una xarxa de termistors, és possible modificar la característica de R(T) d’un termistor si es fa de la forma correcta, per exemple una resposta lineal sobre un rang limitat de temperatura. Fixant un potenciòmetre (Rp) en paral·lel amb un termistor, produint una corba de temperatura com es pot veure a la figura 2.3 podem obtenir més temperatures al voltant del punt d’inflexió (R0, T0). El valor d’aquesta resistència (Rp) pot ser calculat mitjançant l’expressió següent:

= ? · ! − ! + 2 (2.11)

2.2.2.9. Constant tèrmica temporal Quan un termistor s’escalfa a una temperatura T per damunt de la temperatura d’ambient Tamb, i es pot refredar per sota del zero de la potència es presentarà una situació transitòria. A qualsevol temps del interval dt, la dissipació del termistor (δ(T-Tamb)dt), genera una disminució de la temperatura resultant la següent equació:

1( − @A) BC = − DE BC (2.12)

La solució per aquesta equació per qualsevol valor de t, mesurada a partir de t=0, és:

ln ( − @A)( − @A) = − DE C (2.13)

Podem expressar la constant com: τ = H/δ, expressada en segons. On t = τ = 0.368 expressant-t’ho segons la figura 2.4.

Figura 2.3. Ajustament R(T)


18

Figura 2.4. Temperatura-curba de temps

2.2.2.10. Temps de resposta

Generalment, és possible definir la resposta temporal del temps que el termistor necessita arribar al 63.2% de la diferència total de temperatura quan està sotmès a un canvi de l’equilibri tèrmic.

2.3. Caracterització de diferents termistors NTC

En aquest apartat veurem una petita prova de models de termistors NTC. L’objectiu és estudiar la seva resposta a diferents temperatures i el valor òhmic que agafa cadascun d’ells. Cara el projecte interessa que entre el rang de temperatura que podem assolir (de 15ºC fins a 70ºC) el valor òhmic sigui gran. És a dir, ens interessa tenir una diferència gran entre R(15ºC) i R(70ºC) així serà més fàcil poder detectar la temperatura a la que es troba el sistema dissenyat. Si la diferència fos petita, el marge d’error és molt petit i això no interessa ja que cada canvi de temperatura, el termistor varia molt poc el seu valor òhmic i fa més difícil una detecció exacte de la temperatura per part del sensor.

En aquestes proves s’han utilitzat els següents models: AVX NB12KC, AVX NB20MC i EPCOS-B57311V2221+060. Utilitzant la fórmula 2.1 i les taules dels diferents components s’han pogut extreure els resultats que es veuen a continuació a la taula 2.2. i la seva representació gràfica a la figura 2.5.

Taula 1.2 Taula de valors


19

Figura 2.5. Corba representativa del valor en ohms en funció de la temperatura

Veiem que pel rang de temperatures que ens interessa el NB20MC és un bon termistor ja que la diferència del valor de la resistència entre els 20ºC i els 70ºC és gran. Això ens permetrà detectar la temperatura amb major exactitud. Aquestes mesures corresponen als NTC amb resistències petites. S’ha realitzat un segon estudi de NTCs en el qual s’han treballat amb valors molt més. En aquest segon estudi s’han considerat NTCs de valors compresos entre els 1000 ohms i els 33000 ohms. A la taula 2.3 podem veure els seus respectius valors resistius a les temperatures que ens interessen.

Taula 2.2. Taula de valors del segon estudi

La figura 2.6 representa els valors d’aquests NTCs en funció de la temperartura.

0

50

100

150

200

250

300

350

400

15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 65 70

NB12KC

NB20MC

EPCOS-B57...

Tipus de

Temperatura ºC

Re

sist

èn

cia

(Ω)


20

Figura 2.6. Gràfic representatiu dels NTCs

2.4. Circuit sensor de temperatura Per a fer les mesures s’utilitza un circuit amb un sensor (LM35) amb el qual podem determinar la temperatura a la que es troba el NTC segons la tensió de sortida del sensor. Aquesta tensió augmenta en 10 mV per cada grau centígrad. En aquest apartat estudiarem el sensor que utilitzem i la placa que farem servir per les nostres deteccions de la mateixa manera que explicarem com aconseguim escalfar el termistor per comparar, les mesures del laboratori amb els resultats teòrics calculats per a cada temperatura.

A la figura 2.7 podem veure el circuit sensor de temperatura:

Figura 2.7. Circuit sensor de temperatura

0

5000

10000

15000

20000

25000

30000

35000

40000

45000

20 25 30 35 40 45 50 55 60 65 70

NB21K00103JBB

NC20J00472KBA

8502-EPCOS

NB12M00333KKB

NTCS0603E3272FMT

NB12J00332JBB


21

En aquest esquema podem veure com està distribuït el circuit. Veiem que el sensor LM35 té una tensió d’alimentació Vcc i una pestanya connectada a terra. La sortida Vout anirà variant segons la temperatura que detecti el sensor. Aquesta Vout és la que tindrem en compte per calcular el valor resistiu del NTC i la temperatura al respecte. Entre el terminal Vout i el sensor hi ha una resistència en sèrie de 2kΩ.

El nostre NTC va connectat al espai que es veu verd a la zona del sensor (cercle vermell, figura 2.7). Aquest NTC és escalfat mitjançant una corrent de uns 1.5A aplicada a dues resistències de 1KΩ situades a la cara inferior del circuit. Amb un multímetre connectat al NTC obtenim el valor resistiu del termistor a mesura que es va escalfant i simultàniament amb un segon multímetre es pren la tensió de sortida del sensor LM35.

Per a fer una captura i un estudi de resultats, s’han connectat els multímetres a un ordinador que farà una captura de resistència i tensió cada 5 segons realitzant un total de 100 captures amb temperatura descendent i poder comparar així el resultat teòric amb el mesurat al laboratori. Abans explicarem el funcionament del sensor utilitzat, LM35.

2.4.2. LM35 Els sensors de temperatura LM35 són circuits integrats en els que la seva tensió de sortida és linealment proporcional a la temperatura en graus Celsius. Aquest sensor presenta avantatges respecte altres sensors calibrats en graus Kelvin ja que no necessiten obtenir una constant de tensió de sortida molt elevada per obtenir una calibració correcta.

Aquest sensor està pensat per treballar en un rang de -55º fins a 150ºC. Amb un marge d’error en la detecció de la temperatura que pot oscil· lar fins els ±0.75 ºC. [4]

2.5. Mesures En aquest apartat estudiarem les mesures realitzades al laboratori amb el circuit que em vist en el punt 2.4. Sobre aquestes mesures extraurem la corba temperatura/resistència i la compararem amb la teòrica per veure l’exactitud de les mesures realitzades. Les mesures que vam realitzar estan fetes sobre els termistors detallats en els estudis del punt 2.3. Visualitzarem les gràfiques de cada mesura i veurem la comparació amb la corba teòrica. Com que partim de dos estudis de NTCs, un amb 3 models i un altre amb 6, separarem les gràfiques de comparació teoria-pràctica en dos apartats. Aquests apartats es diran estudi 1 i estudi 2.

Figura 2.8 LM35


22

2.5.1. Estudi 1 En aquest apartat tractarem els següents termistors:

- NB12KC R(25)= 68Ω - NB20MC R(25)= 220Ω - EPCOS-B57311V2221+J60 R(25)=220Ω

Com ja s’ha dit veurem la representació gràfica de les corbes teòriques fetes al apartat 2.3. juntament amb les obtingudes al laboratori de forma experimental. Aquestes corbes no tenen perquè ser exactes ja que obtenir un resultat idoni és impossible ja que el sensor pot estar separat del termistor, fet que provocarà un offset en les corbes.

Figura 2.9. Comparació corba resistència-temperatura

teòrica i mesurada pel NTC, NTC NB12KC

Figura 2.10 Comparació corba resistència-temperatura teòrica i

mesurada pel NTC, NB20MC


23

Figura 2.11 Comparació corba resistència-temperatura teòrica i mesurada pel NTC,

EPCOS-B57311V2221+J60

Com podem veure a les llegendes de les figures 2.9, 2.10 i 2.11,la corba blava indica la teòrica i la verda la obtinguda experimentalment al laboratori. Com s’ha comentat anteriorment aquestes no són iguals ja que el sensor i el termistor no estaven tant a prop com per fer unes mesures exactes apart del marge d’error que presenta el sensor LM35 com hem comentat en el apartat 2.4.1. Aquests factors fan que les corbes no siguin exactament iguals. Tot i així són força similars i presenten resultats força bons en el rang de temperatures que estudiarem.

2.5.2. Estudi 2 En aquest estudi veurem analitzarem la resposta dels següents termistors NTC:

- NB21K00103JBB R(25)=10000Ω - NC20J00472KBA R(25)=4700Ω - 8502-EPCOS R(25)=1000Ω - NB12M00333KKB R(25)=33000Ω - NTC S0603E272FMT R(25)=2700Ω


24

- NB12J00332JBB R(25)=3300Ω


mesurada pel NTC, NB21K00103JBB Figura 2.13 Comparació corba resistència-temperatura teòrica i

mesurada pel NTC, NC20J00472KBA


mesurada pel NTC, 8502-EPCOS


mesurada pel NTC, NB12M00333KKB


25

Com podem veure a les gràfiques amb alguns dels termistors analitzats aconseguim una corba molt aproximada als resultats teòrics. Aquests termistors “suposadament” millors són els que ens podrien proporcionar uns resultats més aproximats als reals. Tot i així cal tenir en compte que tots els resultats es veuen afectats per a la distància que es trobi el termistor del sensor i a qualsevol efecte extern que pugui causar una pitjor detecció de la temperatura per part del sensor. Observant les gràfiques veiem que el NTC NB12M00333KKB és el que presenta uns resultats més ajustats als teòrics.

2.6 Referències del capítol [1] http://es.wikipedia.org/wiki/Termistor Data de consulta: Març 2011 [2] http://www.sapiensman.com/medicion_de_temperatura/termistores1.htm Data de consulta: Març 2011 [3] Datasheet AVX, NTC, http://docs-europe.electrocomponents.com/webdocs/0e7f/0900766b80e7f61b.pdf [4] Datasheet National Semiconductor, LM35, http://www.national.com/ds/LM/LM35.pdf


mesurada pel NTC, NTCS0603E272FMT Figura 2.17 Comparació corba resistència-temperatura teòrica i

mesurada pel NTC, NB12J00332JBB

Disseny de sensors resistius amb detecció remota Sensor basat en detecció freqüencial

26

3. Sensor basat en detecció freqüencial Com ja s’ha plantejat aquest projecte es divideix en dos parts importants, una és el sensor basat en detecció temporal el qual veurem en el capítol 4 i l’altre aquesta, el sensor basat en detecció freqüencial. En aquest capítol veurem com funciona el sensor, sobre quines bases i tecnologies treballa. Es veurà la teoria de ressonadors, de tags i introduirem els coneixements de radiofreqüència necessaris per comprendre el funcionament del sensor freqüencial.

3.1. Principi de funcionament

El sensor anirà integrat en un tag, fet del material Rogers. Recordem que l’objectiu és la detecció de temperatura mitjançant la tecnologia UWB-RFID per tant parlarem d’un rang de freqüències situat entre 1 i 8 GHz aproximadament. En aquest cas utilitzarem ressonadors per codificar la informació referent al NTC. El més important en aquest estudi és que el paràmetre S21(dB) tingui una gran absorció en freqüència d’operació per a que sigui detectable sense problemes, i que l’enllaç per aire, el reflex del terra o qualsevol altre material que hi hagi entre el sensor i l’equip analitzador de la xarxa pugui interferir o atenuar aquest senyal fent-lo indetectable i despreciable. És important a més que entre el valor mínim que s’esperi detectar i el màxim, hi hagi una gran diferència. Això ajudarà a detectar amb més exactitud la temperatura en la que ens trobem. En aquest capítol veurem la teoria de tags, el substrat en el que treballarem, i la teoria de ressonadors necessària per comprendre el funcionament del nostre sistema. Veurem els resultats de les mesures realitzades i com som capaços de detectar la temperatura a partir de les dades que rebem. L’objectiu és poder detectar la temperatura de manera remota mitjançant tags RFID treballant en UWB.

3.1.1. Teoria de tags

El material sobre el que treballarem s’anomena ROGERS R04003. Té les següents característiques mostrades a la Taula 3.1.

Taula 3.1 Característiques del Rogers R04003


27

3.1.2. Teoria de radioenllaç

Com hem explicat en el capítol de introducció l’arquitectura del nostre sistema és el que es pot observar a la figura 3.1, on es poden veure els dos radioenllaços (up-link,down-link) entre el lector i el tag. En aquest apartat veurem la teoria i els càlculs necessaris per analitzar els paràmetres amb la màxima exactitud possible ja que hi han molts factors que hi intervenen. Aquesta teoria s’ha extret de [1].

Figura 3.1. Diagrama de blocs del sistema RFID [1]

Analitzem per passos, si agafem el up-link, el lector emetrà una senyal que arribarà al tag amb una densitat de potència S, que pot ser calculada utilitzant la fòrmula de Friis de transmissió:

F = GHIH4J L MN O (3.1)

Sent PQ R SQ la potència transmesa i el guany de l’antena emissora del mòdul lector i R la distància entre l’antena emissora del lector i l’antena receptora del tag. La potència rebuda per l’antena receptora del tag Pr, serà:

GT = F · U = GHIH4J · V I;4J (3.2)

On Ae és l’àrea efectiva de l’antena receptora del tag, Gr n’és el seu guany i λ la longitud d’ona.


28

Els guanys de les antenes i la longitud d’ona varien en funció de la freqüència en que s’estableix la comunicació. És per això que si es té en compte que es treballa en UWB, concretament entre 1 i 6 GHz, aquets paràmetres no seran per a totes les freqüències iguals. D’aquesta manera les equacions (3.1) i (3.2) es poden reescriure de forma vectorial, quedant de la següent manera:

FW = GHIHXXXXW4J L MN O (3.3)

GTXXXW = FWUXXXXW = GHIHXXXXW4J · V XXXWITXXXXW4J YMZ (3.4)

La relació entre la potència de la senyal rebuda pel tag Pr, i la potència transmesa pel tag Ptd, és la següent:

GH[XXXXXW(B\N) = GTXXXW(B\N) − ]XW(B!) (3.5)

On L és el vector de pèrdues del tag en funció de la freqüència; aquest paràmetre és la suma de les pèrdues i de la reflexió, degut a possibles desadaptacions entre antena i tag. Si es veu el tag com una xarxa de dos ports, aquestes pèrdues es poden calcular a partir dels paràmetres de dispersió S, associant el paràmetre S11 amb les pèrdues per reflexió i el paràmetre S21 amb les pèrdues d’inserció. És en el paràmetre de pèrdues d’inserció, i per tant en L , on es codificaran els diferents bits, que seran causats per absorcions (o salts de fase) en la transmissió degut a ressonadors acoblats a la línia del tag. De la mateixa manera que s’ha calculat en els punts anteriors, la potència rebuda de nou pel lector (Prd) serà:

GT[XXXXXXW = FH[XXXXXWUXXXXW = GH[ITXXXXW4J · V XXXWIHXXXXW4J YMZ (3.6)

Les dues antenes del tag són iguals, de la mateixa manera que les dues del lector també són iguals. Per tal de distingir el senyal transmès del rebut s’aplica diversitat per polaritzacions. D’aquesta manera, els dos enllaços treballen amb polarització ortogonal. Això és important ja que l’acoblament entre antenes transmissora i receptora del lector pot ser important i emmascarar molt notòriament el senyal rebut del tag. Amb diversitat per polarització aquest acoblament es redueix de manera important.


29

Tota l’arquitectura del sistema RFID, per tal de simplificar conceptes, es pot veure qualitativament com una xarxa amb 4 ports, on cada un estaria relacionat amb cada una de les antenes de l’arquitectura tal com es pot veure de manera esquemàtica en la Figura 3.2.

Figura 3.2 Ports en una estructura RFID

On la relació dels diferents paràmetres S significarà:

· S11, S22, S33 i S44: El coeficient de reflexió i adaptació de cada antena. · S21, S12, S43 i S34: Les pèrdues degut al radioenllaç. · S32 i S23 : Les pèrdues d’inserció degut a l’atenuació del mateix tag que tindran un paper molt important a l’hora de codificar la informació . · S13, S31, S24 i S42: L’acoblament existent entre cada una de les antenes, hauria de tenir el valor més baix possible tendint als 0 dB. · S14 i S41: L’acoblament existent entre les antenes del mòdul lector. Hauria de tenir el valor més baix possible.

3.1.3. Teoria de ressonadors En aquest apartat estudiarem la teoria que d’un ressonador de microones, quin procés s’ha de seguir per dissenyar-lo. Començarem pels principis bàsics de la teoria de ressonadors i s’acabarà detallant els tipus de ressonadors que s’han utilitzat en el projecte amb les variacions que s’han hagut d’introduir.


30

3.1.3.1. Ressonador RLC

Un ressonador de microones implementat en tecnologia microstrip, s’assembla molt a un circuit RLC de baixa freqüència. Així doncs per comprendre el funcionament dels ressonadors de microones, primer es veuran els ressonadors RLC de baixa freqüència (veure figura 3.3) i seguidament es farà l’analogia a circuits de microones. Si el generador proporciona una tensió:

^ = · _`Hab (3.7)

On V0 és l’amplitud del pols, c és la freqüència de modulació c = 2JT i φ és la fase. La impedància (Z) i intensitat (I) que circula pel circuit seran:

d = + e c] + 1c (3.8)

f = d = · _`Hab + e $c] + 1c% (3.9)

Figura 3.3. Circuit ressonador RLC

Si calculem el mòdul de la intensitat, obtenim: |f| = |d| = h + $c] − 1c%

En la figura 3.4 veiem la representació gràfica del mòdul de la impedància i intensitat. Es pot comprovar que per la freqüència en que la intensitat és màxima, la impedància és mínima. La freqüència en que passa això, coneguda com a freqüència de ressonància fr, ve donada per l’expressió 3.10 següent:

cT = 3 1] = 2JT (3.10)


31

Figura 3.4. Mòdul de intensitat i la impedància

Un altre paràmetre que és té en compte d’un circuit ressonador és el factor de qualitat Q. El factor Q ens dóna informació sobre les pèrdues del circuit. Per definició:

i ≜ cT kc@G l (3.11)

On c@és l’energia emmagatzemada i P la potència dissipada.

En general l’energia emmagatzemada aW és a m eW W W= + , és a dir, la suma de l’energia

elèctrica i l’energia magnètica del circuit, que en ressonància tindran el mateix valor.

MA = 14 · |f| · ] (3.12)

MU = 14 · |^| · = 14 · |f| cT · = 14 · |f| · ] = MA (3.13)

La potència complexa proporcionada al ressonador, ve donada per:

Gmn = 12 · ^f∗ = 12 d|f| = 12 |f| · p + e c] − 1cq (3.14)

La part real de la fórmula anterior ens dóna la potència dissipada pel circuit:

GT = 12 · |f| = 12 · (3.15)

Si substituïm a la fórmula 3.11 obtenim el següent:

i = cT · 2MAGT = cT] = 1cT (3.16)


32

Si s’observa la resposta del circuit a freqüències pròximes a la ressonància, prenent

rω ω ω= + ∂ i suposant que rω ω∂ << llavors la impedància del circuit es veurà

modificada:

2 2 2

2 2 2

11 1 r rZ R j L R j L R j L

LC

ω ω ωω ω ωω ω ω

− = + ⋅ − = + ⋅ − = + ⋅

(3.17)

Però:

( )( )2 2 2r r rω ω ω ω ω ω ω ω− = + − ≈ ∂ (3.18)

Per tant:

2

2 1r

QZ R j L R j

ωωω

∂= + ∂ = +

(3.19)

La intensitat que circularà pel circuit per la freqüència rω ω ω= + ∂ es:

0

2

V

21

r

IQ

Rω

ω

= ∂+

(3.20)

La potencia dissipada en aquesta freqüència serà:

2

2 022

V1

2 22 12 1

r

rr

R PP I R

QQR

ωωωω

= = = ∂ ∂ ++

(3.21)

Es defineix l’ample de banda ω∂ com l’intèrval entre freqüències en que la potencia dissipada és la meitat de la dissipada en la freqüència de ressonància. Els punt meitat

són, respectivament, 1 rω ω ω+= + ∂ i 2 rω ω ω−= + ∂ . Per tant l’ample de banda és:

r r rfQQ f

ω ωω ω ωω+ −∆ = ∂ − ∂ = → = =

∆ ∆ (3.22)

Per tant Q també es una mesura de la selectivitat. Un ressonador serà més selectiu quan més petit sigui l’ample de banda, es a dir, com mes gran sigui Q.

En el cas dels ressonadors de microones no es poden dissenyar com un conjunt d’elements R,L o C, però si que trobem elements capaços d’emmagatzemar energia amb un comportament similar als circuits RLC de baixa freqüència, i, és per això que

paràmetres com la freqüència de ressonància rf o el factor de qualitat Q segueixen sent

útils[1][2].


33

3.1.3.2. Ressonador amb línies de transmissió Si considerem una línia de transmissió de longitud r = s , i acabada en circuit obert, amb

una impedància característica Zc, una constant de propagació complexa t, una constant d’atenuació α, i una constant de fase β. Aquesta línia es comportarà com un ressonador igual al circuit ressonador anterior RLC analitzat en l’apartat 3.1.3.1. A diferència del

d’abans, aquest ressonador no nomes ressonarà a una sola freqüència $s %, sinó que

també ressonarà als múltiples de s .

Si volem calcular la impedància a l’entrada de la línia obtindrem:

dmn = du tan tr = du tan(xr + eyr) (3.23)

La constant d’atenuació α, és molt petita, per tant αl << 1 i per això tan (αl) ≈ αl. Amb aquestes aproximacions podem extreure de la fórmula anterior:

d = du xr + e tan yr1 + exr tan yr (3.24)

Sabent que en el nostre cas r = s , quan c = cT, definint c = cT + ∆c, llavors:

( ) ( ) ( ) 1rr r

l l l lπ ωβ ω εµ ω εµ ω εµ π ω πω ω

∂= = + ∂ = + ∂ = +

(3.25)

Sabent que ε és la permitivitat i µ és la permeabilitat del medi:

tan yr = tan J ∂ ccT ≈ J ∂ ccT (3.26)

I si ara tornem a l’equació 3.24:

d = duxr + e pJ ∂ ccT q

(3.27)

Sabem que la freqüència de ressonància i el factor de qualitat s’expressen com:

cT = 1√] = Jr√| (3.28)


34

i = cTr = J2xr (3.29)

Aquest comportament es compleix sempre que r = $s %, és a dir per les n ressonàncies,

on n és un nombre enter. És per això que el ressonador es comportarà igual que el circuit ressonant RLC que s’ha vist al apartat 3.1.3.1. Els elements equivalents entre el tram de línia i el ressonador són:

= duxr (3.30)

] = duJ2cT (3.31)

= 1cT ] = 2cTduJ (3.32)

En general, de l’equació 3.29 obtenim:

i = cTr = J2xr (3.33)

Si es realitza l’estudi del circuit a nivell freqüencial tenint en compte les equacions vistes fins ara, s’extreu la conclusió que el circuit és comportarà com un circuit obert per a freqüències baixes a causa de les capacitats. I igualment per a altes freqüències a causa de les inductàncies. Per tant no hi haurà corrent a través seu. Hi haurà una excepció, aquesta és quan c = cT. Quan aquesta condició es compleix, la reactància capacitativa i la reactància inductiva s’anul·laran, fent que el ressonador estigui en curtcircuit, i permetrà el pas de tot el corrent a través seu [1][2].

3.1.3.3. Ressonador amb línia de trans. i stub paral·lel En aquest apartat presentarem el ressonador carregat amb un stub acabat en circuit obert, circuit que utilitzarem com a sensor resistiu. El primer que farem és analitzar el stub com una capacitat. Aquesta es connectarà al centre del ressonador. El fet de que es col·loqui al centre és perquè tal i com es veu a la

figura 3.5, en un tram de línia de longitud s acabada en circuit obert, la primera

freqüència de ressonància fa que hi hagi un màxim de tensió a cada extrem del ressonador però al centre, hi ha una tensió nul·la. La segona ressonància te un comportament diferent, creant tres màxims de tensió cadascun en un dels extrems i un al centre del ressonador. Aquest comportament és el que s’aprofita per desplaçar la freqüència de la segona ressonància, ja que posant el stub al centre del ressonador, hi haurà tensió nul·la per la


35

primera ressonància i, per tant, aquest stub o capacitat no tindrà efecte sobre aquesta, però si sobre la segona ressonància.

Figura 3.5 Distribució de la tensió en el ressonador.

El vermell és la primera ressonància i el blau la segona.

Si volem veure com varia la freqüència al canviar la capacitat, podem crear un circuit amb el programa ADS. Creem un ressonador i s’hi connecta una capacitat a la qual li podem variar el valor per observar com varia la freqüència de la segona ressonància. El circuit dissenyat per a la representació d’aquesta propietat és el de la figura 3.6 i el resultat es pot apreciar a la figura 3.7.

Figura 3.6 Ressonador amb capacitat

Si variem el valor d’aquesta capacitat (senyalada al cercle vermell) veurem com la segona ressonància també varia. En la figura següent podem veure com aquesta varia, per poder veure-ho clarament fem una simulació amb un condensador de valor 1.5pF i l’altre simulació 0pF, és a dir, com si no hi hagués condensador. Per tant sense condensador, la segona ressonància cauria al doble de la primera.


36

Figura 3.7 Situació de la segona ressonància depenent de la Capacitat

Com podem veure la corba de color blau representa un ressonador sense condensador i per tant la segona ressonància cau al doble que la primera. En canvi la corba de color vermell representa un ressonador amb una capacitat de 1.5pF que modifica la situació de la segona ressonància portant-la a marges útils segons la aplicació que vulguem realitzar.

Aquesta capacitat que connectem en paral·lel al ressonador la podem analitzar sabent que:

u = 1ec (3.34)

|u| = 1c (3.35)

On xc és la part real del condensador. A més a més si partim de que una línia acabada en circuit obert té una impedància com veiem a la fórmula següent:

dmn = d d~ + ed tan yrd + ed~ tan yr (3.36)

On Z0 és la impedància característica (50Ω) i Zl la impedància de càrrega al circuit. Com que sabem que la línia és en circuit obert, podem aproximar la fórmula anterior.

1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0 4.5 5.01.0 5.5

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-100

-30

freq, GHz

dB(S(2,1))

dB(Resonador_curvat_amb_condensador_2_senseC..S(2,1))

C= 1.5pF

C= 0 pF


37

dmn = d d~ + ed tan yrd + ed~ tan yr = de tan yr (3.37)

|dmn| = dtan yr (3.38)

Aproximem la tangent pel seu argument, ja que és molt petit:

|dmn| = dyr (3.39)

Igualant les fórmules 3.35 i 3.39 obtenim finalment:

1c = dyr (3.40)

De la fórmula 3.40 podem obtenir que:

yr = dc (3.41)

r = dcy = 2Jd2J/V = Vd = · · dTU (3.42)

I sabent que la velocitat de propagació és:

= V · = TU (3.43)

Podem extreure que la capacitat és:

= rd · (3.44)

Podem veure que a la fórmula 3.44, la capacitat depèn de la impedància característica, la longitud del tram de línia i la velocitat de propagació. La impedància està marcada per l’amplada de la línia i la velocitat per el coeficient TU que està composat per Tun[uHT i TAU[m. Per una altra banda podem definir la capacitat amb la següent expressió en funció del marge freqüencial i la freqüència de ressonància:

= 1dJT · sin JT cos J − cos JT (3.45)

On Z és la impedància característica, fr la freqüència de ressonància i f1 i f2, les

freqüències del mòdul de Z separades √2d de la freqüència de ressonància fr.


38

Amb aquesta fórmula podem relacionar la capacitat amb la freqüència de ressonància (fr). Si fem un escombrat de les freqüències tant en teoria com en pràctica en funció de la capacitat, podrem veure com aquesta varia i comparar els dos resultats (teòric i pràctic). La capacitat de la que em estat parlant al llarg del capítol, com la podem veure a la fórmula 3.44 la podem transformar en un tram de línia amb unes mesures determinades (longitud i amplada). A la figura 3.8 podem veure el circuit ressonador i el seu respectiu layout a la figura 3.9.

Figura 3.8 Schematic del resonador

Figura 3.5 Layout del schematic

3.1.3.4 Ressonador amb càrrega resistiva Una càrrega resistiva afecta en l’absorció del nostre ressonador. Segons el valor de resistència que introduïm al ressonador tindrem una absorció més o menys pronunciada. En aquest efecte és basa la detecció de temperatura amb termistors. Aquest valor resistiu del termistor com ja sabem és variable per tant la nostra absorció (recordem que sempre treballem en la segona ressonància) serà variable en funció de la temperatura a la que es trobi el termistor. Per exemplificar l’efecte i fer-ho més comprensible ho visualitzarem amb exemples gràfics. Partirem d’un disseny senzill com es pot apreciar en les figures dels estudis del capítol 3.2.

3.2. Disseny de tags freqüencials En aquest apartat veurem el procés de disseny i selecció dels tags freqüencials utilitzats per a les mesures. Estudiarem els primers tags que vam dissenyar i com van anar evolucionant fins arribar als resultats finals. Com ja hem vist els tags estan gravats sobre plaques de material ROGERS. Per tant el primer que farem es calcular amb l’eina

Disseny de sensors resistius amb detecció remota

LINECALC que ve amb el programa ADS (de la nostra línia de transmissió per a aquest material i tenint en compte que la impedància característica val 50

Figura 3.10

Aquestes dimensions estan calculades per treballar en una placa de Com podem veure la amplada de la línia de transmissió ha de ser de 1.84mm negre). Així dons ja sabem l’amplada que haurà de tenir la línia de transmissió Respecte als ressonadors vam partir dels models obtinguts en un altre projecte ([1]) els quals van donar molt bons resultats.

3.2.1. Circuit 0

Així dons amb tot això el nostre primer modelser el que es pot veure a la fpossibles models de tag amb diferents formes de ressonador però ràpid vam arribar a la conclusió que eren massa poc eficients

Per a aquest tipus de circuit el marge òhmic que pot agafar la resistènccercle està comprès entre 30 i 220 ohms. Si simulem aquest circuit sense la resistència obtindrem el que podem veure a la figura 3.12.

Com podem veure tenim 3 ressonàncies, el fet de que no estiguin separades entre si ve produït al stub que s’ha col·locat que desplaça la segona ressonància que en aquest cas és la que ens interessa a la freqüència que necessitem. Si ara comparem la variació de l’absorció per a una R=220 ohms i una R=30ohms obtenim el resultat de la figura 3.13.


39

LINECALC que ve amb el programa ADS (Advanced Design System) les de la nostra línia de transmissió per a aquest material i tenint en compte que la

val 50Ω (veure la figura 3.10).

Figura 3.10 Càlcul de paràmetres en LINECALC

estan calculades per treballar en una placa de Com podem veure la amplada de la línia de transmissió ha de ser de 1.84mm

Així dons ja sabem l’amplada que haurà de tenir la línia de transmissió Respecte als ressonadors vam partir dels models obtinguts en un altre projecte ([1]) els quals van donar molt bons resultats.

Així dons amb tot això el nostre primer model, que anomenarem circuit0, ser el que es pot veure a la figura 3.11. S’ha de dir que anteriorment es van estudiar

amb diferents formes de ressonador però ràpid vam arribar a la conclusió que eren massa poc eficients.

Per a aquest tipus de circuit el marge òhmic que pot agafar la resistènccercle està comprès entre 30 i 220 ohms. Si simulem aquest circuit sense la resistència obtindrem el que podem veure a la figura 3.12.

Com podem veure tenim 3 ressonàncies, el fet de que no estiguin separades entre si que s’ha col·locat que desplaça la segona ressonància que en aquest

cas és la que ens interessa a la freqüència que necessitem. Si ara comparem la variació de l’absorció per a una R=220 ohms i una R=30ohms obtenim el resultat de la figura 3.13.

en detecció freqüencial

) les dimensions de la nostra línia de transmissió per a aquest material i tenint en compte que la

estan calculades per treballar en una placa de material rogers. Com podem veure la amplada de la línia de transmissió ha de ser de 1.84mm (cercle

Així dons ja sabem l’amplada que haurà de tenir la línia de transmissió de 50Ω. Respecte als ressonadors vam partir dels models obtinguts en un altre projecte ([1]) els

que anomenarem circuit0, a estudiar va . S’ha de dir que anteriorment es van estudiar

amb diferents formes de ressonador però ràpid vam arribar a la

Per a aquest tipus de circuit el marge òhmic que pot agafar la resistència que veiem al cercle està comprès entre 30 i 220 ohms. Si simulem aquest circuit sense la resistència

Com podem veure tenim 3 ressonàncies, el fet de que no estiguin separades entre si λ/2 que s’ha col·locat que desplaça la segona ressonància que en aquest

Si ara comparem la variació de l’absorció per a una R=220 ohms i una R=30ohms


40

Figura 3.11 Primer model estudiat en ADS

Figura 3.12 Absorcions del tag

1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0 4.5 5.0 5.51.0 6.0

-20

-15

-10

-5

-25

0

freq, GHz

dB(S(2,1))


41

Figura 3.13 Comparació de valors Resistius

Com podem veure a causa del stub la segona ressonància està situada a 3.95GHz, enlloc dels 5, que li pertocaria. Podem apreciar com efectivament variar el valor de la resistència tant sols afecta a la segona ressonància. Per poder decidir que un circuit és bo per analitzar-lo en momentum, la diferència entre l’absorció quan R=220Ω i R=30Ω ha de ser el més gran possible i per tenir un marge bo, es decideix estar entre els 8 i 12 dB de diferència. En aquest cas la diferència és de 9.486 dB. Cal tenir en compte que una simulació en ADS no és del tot precisa i exacte i per tant, aquest diferència no és del tot real.

Per poder tenir un resultat més aproximat i exacte passem el nostre circuit0 a momenutm obtenint el layout de la figura 3.14.

Figura 3.14 Layout del circuit 0

L1

h2

2lll2

hhh1

Hhhhhh3


42

La línia de transmissió és de amplada c = 1.84NN i una longitud total de l= 43.44m. Dins el requadre vermell podem veure la part composada pel ressonador i stub. Les mesures són les que veiem a la Taula 3.2.

Paràmetre Mesura (mm) L1 27.12 l2 1.84 h1 8.52 h2 9.06 h3 6.41

Taula 3.2 Valors del circuit0

Si fem la simulació en momentum podrem veure amb més exactitud la diferència que podem obtenir amb aquest circuit. Un cop tinguem la simulació en momentum feta, obtindrem un fitxer del tipus nomfitxer_mom_a.ds que l’haurem d’introduir al circuit que podem veure a la figura 3.15.

Figura 3.15 schematic del circuit graf.dsn

El que tenim entre el port 1 i el port 2 ens simularà el fitxer que ens retornarà el momentum i podrem comprovar la variació de l’absorció variant la resistència entre els valors indicats ([30Ω-220Ω]). Realitzant els passos indicats obtenim el resultat de la figura 3.16.

En la figura 3.16 apreciem que un cop simulat amb momentum veiem que la diferència de absorcions respecte els valors de la resistència ha reduït bastant, em passat dels 9.486 dB que teníem en ADS (figura 3.12) a 4.6 dB ara, pel cas 220-30Ω.

Així doncs d’aquí la importància de fer simulacions en momentum abans de decidir a enviar a fabricar un circuit. En aquest cas vam poder comprovar que el circuit0 no era finalment tant bo com es podia predir en un principi. Però l’estructura del ressonador i el stub central era bona segurament jugant amb les valors de les amplades, longituds i afegint alguna variació més aconseguiríem models que donin bons resultats.


43

Figura 3.16 Comparació de valors resistius simulat amb momentum

3.2.2. Circuit 1 Després de realitzar proves i variar paràmetres, vam arribar a la conclusió de que com més estret fos la línia de transmissió i el ressonador millor. S’ha de tenir en compte que a l’entrada la línia a de tenir una amplada de 1.84mm però col·locant tapers podem mantenir els 1.84mm a l’entrada i després disminuir l’amplada a una més petita com es pot veure a la figura 3.17.


Amb aquest model aconseguim resultats en momentum realment bons. Recordem que hem marcat el marge 8-11 dB com bo a l’hora de fabricar ja que tenir una diferència entre màxim i mínim menor pot dificultar la detecció i exactitud de la mesura de la temperatura per part del sensor. És molt important que la diferència sigui el màxim possible ja que al fer una detecció de manera remota hi han molts agents externs que


44

poden deteriorar la senyal i fer que aquesta al arribar al reader sigui indetectable i impossible de processar per obtenir un resultat final exacte i correcte.

Les principals diferències amb el circuit 0 és la amplada de la línia de transmissió (0.5mm) i del ressonador (0.5mm); aquest fet millora l‘absorció. Amb uns tapers podem disminuir aquesta amplada sense afectar l’amplada d’entrada del tag que ha de ser 1.84mm per tenir el circuit adaptat a 50Ω. El gap (distància entre línia de transmissió i ressonador) és de 0.5mm poden arribar a 0.4mm per a que pugui ser fabricable. Com més petita sigui aquesta distància millor resultat obtindrem. L’amplada del stub és de 1mm en les seves tres línies separades 0.5mm (igual que la línia i el ressonador). La suma d’aquestes millores fa que passem dels 4.6dB anteriors del circuit c0 als 8.2 dB aproximadament com veurem a continuació. Primer de tot veurem les mesures que es veuen a la taula 3.3.

Figura 3.17.1 Dimensions del circuit 1

Paràmetre Mesura (mm) l1 23.59 l2 8.37 l3 5.07 l4 6.62 h1 0.5 h2 1

Taula 3.3 Valors de c1

L’absorció que ens dona momentum en la segona ressonància per a aquest circuit és la mostrada a la figura 3.17.

Seguidament en la figura 3.19, com en el primer circuit, analitzarem la resposta de momentum canviant de valor la resistència per poder veure la diferència existent entre màxim i mínim.

l1

HAhhhh1 Hhhhhl2

Hhhh h2

Lllllllllllll3

Lllllllllllll4


45

Figura 3.18 Absorció c1 amb momentum

Figura 3.19 Comparació de valors resistius simulat amb momentum

Com podem veure aquest circuit si que mostra una bona variació després d’haver-lo simulat amb momentum, uns 8.2 dB aproximadament. Amb aquest resultat podem donar per bo el circuit i enviar-lo a fabricar. La diferència obtinguda entra dins el marge que ens havíem proposat.

3.2.3. Circuit 2

Un cop tenim ja un primer circuit bo, intentem seguir fent modificacions sobre aquest per veure si podem millorar el resultat o almenys per tenir més d’un model bo per si resulta que a l’hora de fer les proves de manera real resulta que no és tan eficient com ens mostra el simulador. El circuit 2 no presentarà grans diferències respecte el circuit 1 però si alguns detalls. A la figura 3.20 podem veure el layout del nou disseny.

3.2 3.4 3.6 3.8 4.0 4.2 4.4 4.6 4.83.0 5.0

-17

-12

-7

-22

-2

freq, GHz

dB(S(2,1))

m1

m1freq=dB(S(2,1))=-19.879

4.319GHz

3.2 3.4 3.6 3.8 4.0 4.2 4.4 4.6 4.83.0 5.0

-14

-12

-10

-8

-6

-4

-2

-16

0

freq, GHz

dB(S(2,1))

m2

dB(grafc1R30..S(2,1))

m1

m1freq=dB(grafc1R30..S(2,1))=-6.449

4.313GHzm2freq=dB(S(2,1))=-14.609

4.319GHz


46


L’única diferència amb el circuit1 recau en la longitud del taper que hi ha a l’entrada del stub central com es veu al cercle vermell. Ampliem la zona i mesurarem la longitud en aquest segon cas i la compararem amb la longitud del taper del circuit 1.

Paràmetre Mesura (mm) h1 0.5 h2 0.75

Taula 3.4. Valor dels tapers

A les figures 3.21 i 3.22 podem veure de manera més pròxima la diferència que existeix en els tapers dels dos circuits amb les seves dimensions corresponents a la taula 3.4.

Simulem l’absorció d’aquest nou circuit i seguidament com sempre, anem a calcular la variació d’aquesta segons el valor de la resistència per comparar si obtenim millora o no (figura 3.23 i 3.24).

En aquest cas, la diferència entre valors és de 8.1dB pel que entra també dins el marge mínim que tenim proposat. Tot i així hem vist que allargar el taper del stub empitjora el resultat final. Tot i així es decideix enviar a fabricar aquest disseny també ja que el resultat que dóna és bo i compleix amb el marge que demanem.

Figura 3.21 Circuit2 Figura 3.22 Circtuit 1

Hhhhhh1 Hhhhhh2


47

Figura 3.23 Absorció del circuit 2

Figura 3.24 Comparació de valors resistius després de momentum

3.2 3.4 3.6 3.8 4.0 4.2 4.4 4.6 4.83.0 5.0

-15

-10

-5

-20

0

freq, GHz

dB(S(2,1))

m1

m1freq=dB(S(2,1))=-19.632

4.262GHz

3.2 3.4 3.6 3.8 4.0 4.2 4.4 4.6 4.83.0 5.0

-14

-12

-10

-8

-6

-4

-2

-16

0

freq, GHz

dB(S(2,1))

m1


m2

m1freq=dB(S(2,1))=-6.582

4.259GHzm2freq=dB(grafc2R220..S(2,1))=-14.682

4.262GHz


48

3.2.4. Circuit 3

Veient que variant el taper del stub central tenim canvis en la absorció, és decideix eliminar-lo i tenir un tram de línia d’amplada menor. A la figura 3.26 es pot apreciar amb més deteniment el canvi i a la figura 3.25 tenim el layout corresponent.


Com podem veure les mesures de les amplades són les mateixes que en el circuit 1 i el circuit 2, la diferència recau en el stub central. S’ha eliminat el taper com es pot veure al cercle vermell. Seguirem els mateixos passos, simularem veurem l’absorció i el valor que pren segons el valor de la resistència (figura 3.26 i 3.27).

Figura 3.26 Absorció del circuit 3 simulada amb momentum

Aquesta absorció és menor que en els casos anteriors pel que podem predir un resultat una mica més dolent però suficient.

En aquest cas la diferència és de 8.017dB. La menor diferència dels tres casos estudiats fins ara però acceptable igualment pel que també s’envia a fabricar aquest disseny.

3.2 3.4 3.6 3.8 4.0 4.2 4.4 4.6 4.83.0 5.0

-15

-10

-5

-20

0

freq, GHz

dB(S(2,1))

m1

m1freq=dB(S(2,1))=-19.490Min

4.236GHz


49

Figura 3.27 Comparació de valors resistius després de momentum

3.2.5. Circuit 4 Fins ara, els circuits 0, 1, 2 i 3, feien servir un marge de resistències que s’ajustaven entre els 30Ω i els 220Ω. Aquest marge és el que equival en temperatura entre els 20ºC i els 70ºC i equival als NTC estudiats en el estudi 1 del apartat 2.3 del capítol 2. En el circuit 4 es va pensar un model totalment diferent, connectant un stub en paral·lel amb la línia de transmissió. Els NTC utilitzats són de valors més grans i amb una gran variació entre màxim i mínim. És a dir podem tenir per exemple el NTC NB21K00103JBB de valor màxim R(20ºC)=12230Ω i tenir el seu mínim a R(70ºC)=2043Ω. Com veurem ara aquest disseny és el que dona en simulacions un resultat més bo. El layout es pot veure a la figura 3.28. Per a aquest circuit es van provar diferents NTC. Primer de tot veurem l’absorció que presenta aquest disseny i seguidament veurem la variació d’aquesta segons els valors resistius dels diferents NTC explicats al capítol 2. Veurem els tres millors casos. L’absorció ve mostrada a la figura 3.29.

Veiem que en aquest disseny tenim una absorció bastant més bona que en els casos anteriors ara arribem a -32.3dB quan en els dissenys anteriors aquesta no arribava per poc als -20 dB. Així dons podem intuir que amb aquest disseny, tot i semblar mol simple, tindrem uns resultats bons o almenys aparentment millors que els anteriors.

3.2 3.4 3.6 3.8 4.0 4.2 4.4 4.6 4.83.0 5.0

-14

-12

-10

-8

-6

-4

-2

-16

0

freq, GHz

dB(S(2,1))

m2


m1

m1freq=dB(grafc3R30..S(2,1))=-6.522

4.222GHzm2freq=dB(S(2,1))=-14.539Min

4.236GHz


50

Seguidament veurem la resposta del circuit a diferents models de NTC. Els NTCs utilitzats estan al capítol 2, concretament a la taula 2.3 i seran els models, NTC NB21K00103JBB, NTC NC20J00472KBA, NTCS0603EE272FMT.


A la taula 3.5 veurem la mesura dels paràmetres.

Paràmetre Mesura (mm) l1 35.84 l2 12.5 h1 1.84 h2 0.5

Taula 3.5 Taula de valors del circuit 4

Hhhhhh2

Llllllllllllll2

l1 h1


51

Figura 3.29 Absorció del circuit 4

Figura 3.30 Diferència de valors amb NTC NB21K00103JBB

Com era d’esperar la diferència és millor que en els 3 primers circuits amb aquest NTC és de 10.674dB més de 2dB de diferència que amb casos anteriors.

3.2 3.4 3.6 3.8 4.0 4.2 4.4 4.6 4.83.0 5.0

-30

-25

-20

-15

-10

-5

-35

0

freq, GHz

dB(S(2,1))

m1

m1freq=dB(S(2,1))=-32.337Min

3.745GHz

3.2 3.4 3.6 3.8 4.0 4.2 4.4 4.6 4.83.0 5.0

-28

-26

-24

-22

-20

-18

-16

-14

-12

-10

-8

-6

-4

-2

-30

0

freq, GHz

dB(S(2,1))

m1

dB(graf_c4_R12230..S(2,1))

m2

m1freq=dB(S(2,1))=-15.663Min

3.745GHzm2freq=dB(graf_c4_R12230..S(2,1))=-26.337Min

3.745GHz


52

Figura 3.31 Diferència de valors amb NTC NC20J00472KBA

Ara tenim 10.838 dB de diferència per tant una mica més que en el cas anterior tot i que veiem que l’absorció R(70ºC)=1023.66Ω comença a ser bastant suau. Això pot fer que sigui una mica més difícil de detectar tot i que encara és apreciable.

Figura 3.32 Diferencia de valors amb NTCS0603E3272FMT

3.2 3.4 3.6 3.8 4.0 4.2 4.4 4.6 4.83.0 5.0

-20

-15

-10

-5

-25

0

freq, GHz

dB(S(2,1)) m1

dB(graf_c4_R5710_5..S(2,1))

m2

m1freq=dB(S(2,1))=-11.349Min

3.740GHzm2freq=dB(graf_c4_R5710_5..S(2,1))=-22.187Min

3.745GHz

3.2 3.4 3.6 3.8 4.0 4.2 4.4 4.6 4.83.0 5.0

-15

-10

-5

-20

0

freq, GHz

dB(S(2,1))

m1

dB(graf_c4_R3301_2..S(2,1))

m2

m1freq=dB(S(2,1))=-8.038Min

3.724GHzm2freq=dB(graf_c4_R3301_2..S(2,1))=-18.766Min

3.745GHz


53

La diferència és de 10.728dB. És una diferència molt bona però com podem veure, una absorció a -8.038dB és molt suau. És probable que tinguem problemes de detecció ja que al fer mesures aquesta senyal pot perdre potència i tornar-se indetectable o molt difícil de processar amb exactitud. En el següent apartat d’aquest capítol veurem les mesures fetes al laboratori dels circuits c1, c2, c3 i c4. Veurem amb l’analitzador de xarxes la resposta d’aquestos i podrem veure si aquests circuits poden complir amb els requisits i detectar temperatura de manera freqüencial i remota.

3.3. Mesures del sensor En aquest apartat s’inclouen totes les mesures fetes al laboratori dels circuits vistos en aquest capítol. Per fer les proves s’utilitzen resistències fixes compreses entre el marge de valors en el que treballem, 30-220Ω per als circuits1, 2 i 3 i els NTC NB21K00103JBB, NTC NC20J00472KBA, NTCS0603EE272FMT i NB12J00332JBB per al circuit 4. Aquests circuits representen el disseny final de Layouts realitzat en ADS on l’objectiu era buscar el màxim d’absorció que ens garantís una bona diferència entre els valors extrems dels NTC. Per a poder veure el correcte funcionament dels dissenys, s’utilitza un analitzador de xarxes (model: Agilent E8364C) connectat als ports d’entrada i sortida del tag. Farem diferents mesures amb resistències fixes per poder estudiar el comportament del paràmetre S21 en la segona ressonància per comprovar i afirmar que el funcionament és correcte i veure els valors aproximats que hauríem d’obtenir. Els resultats de cada mesura són guardats en fitxers de matlab i amb una rutina es poden processar i representar gràficament per poder veure la evolució del paràmetre S21 segons el valor de resistència.

Circuit 1

El circuit 1 fabricat és el que és pot observar a la figura 3.33.

Si recordem la figura 3.19 on vèiem la diferència que tenia el paràmetre S21 segons el valors resistiu que introduíem aquest era de 8.2dB en momentum. A la figura 3.34 veiem el resultat obtingut al laboratori.

La figura 3.34 és la representació del c1 respecte les diferents resistències que anàvem connectant. Podem veure com es pot apreciar clarament entre la mesura a 30 ohms i la mesura a 220 ohms el que ens indica que és totalment detectable una temperatura mitjançant el tag RFID-UWB.


54

Figura 3.33 Circuit 1 fabricat

Figura 3.34 Resultat experimental del circuit 1

A la Taula 3.6 es mostra un quadre amb els valors S21 i la resistència corresponent.

Resistència (ohms) S(21) en dB S(21) Momentum

Circuit obert -20.51 -19.823 220 -14.89 -14.609 160 -13.6 -13.419 110 -12.25 -11.878 62 -10.25 -9.394 30 -8.255 -6.450 Taula 3.6 Comparació de valors simulats amb experimentals

Com podem comprovar la diferència entre màxims (220 i 30 ohms) es situa en 6.635 dB.


55

Tot i ser una diferència menor que la simulada en momentum, gràficament em pogut veure que segueix sent força detectable. Hi ha una diferència prou gran i bona entre màxim i mínim.

Circuit 2

El circuit 2 fabricat és el que s’observa a la figura 3.35.


Fent mesures al laboratori amb resistències fixes compreses entre aquests dos màxims i processant els resultats obtinguts a partir de l’analitzador amb matlab, vam obtenir el gràfic de la figura 3.36.

En aquest cas, la diferència entre màxims no es tan gran com en el circuit 1. Tot i així es pot apreciar sense problemes el cas entre màxim i mínim. Es poden diferenciar temperatures separades però en el cas d’un estudi de temperatures molt pròximes entre elles hi pot haver problemes de detecció ja que el paràmetre S21 variarà molt poc. A la Taula 3.7 i com en el circuit 1 estudiarem el valor de S21 en funció de la resistència fixa emprada per la mesura en cada cas.

Com podem comprovar la diferència entre màxims (220 i 30 ohms) es situa en 4.99 dB

Com era d’esperar la diferència s’ha vist reduïda, i així doncs una detecció exacta es fa més complicada.


56


Resistència (ohms) S(21) en dB S(21) Momentum Circuit obert -20.12 -19.643

220 -15.81 -14.683 160 -14.74 -13.527 110 -13.58 -12.022 62 -11.94 -9.565 30 -10.82 -8.677

Taula 3.7 Comparació de valors simulats amb experimentals

Circuit 3

El circuit 3 fabricat és el que s’observa a la figura 3.37



57

On en momentum havíem obtingut una diferència entre 220 ohms i 30 ohms d’uns 7.8 dB. Fent mesures al laboratori amb resistències fixes compreses entre aquests dos màxims i processant els resultats obtinguts a partir de l’analitzador amb matlab, vam obtenir el gràfic de la figura 3.38:


Els resultats es resumeixen a la Taula 3.8.

Resistència (ohms) S(21) msurat en dB S(21) Momentum en dB Circuit obert -20.17 -19.487

220 -14.76 -14.538 160 -13.72 -13.386 110 -12.16 -11.885 62 -9.97 -9.459 30 -8.583 -6.532

Taula 3.8 Comparació de valors simulats amb experimentals

Tenim una diferència de 6.177 dB en aquest cas. Millor que en el circuit 2 però una mica pitjor que en el circuit 1.

D’aquests tres primers circuits que són més o menys similars, hem vist que el millor d’ells és el circuit 1. Tot i veure’s reduïda una mica la diferència d’absorcions s’ha comprovat que és possible una detecció de la temperatura freqüencialment ja que tot i tenir uns 6.7 dB en els millors dels casos, es pot diferenciar força bé la variació entre resistències.


58

Circuit 4

Pel circuit 4 recordem que s’han estudiat 4 possibles casos (4 tipus de NTCs) vistos en el apartat 3.2.5 d’aquest mateix capítol. Per això en aquest apartat tot i tenir un únic tag aquest serà provat amb diferents resistències que aniran compreses entre els diferents marges que marca cada NTC. Cal recordar que les proves són realitzades amb resistències fixes. El circuit 4 és el que es pot observar a la figura 3.39.


Els NTC que es volen simular són els següents (vistos al apartat 3.2.5) NTC NB21K00103JBB, NTC NC20J00472KBA, NTCS0603EE272FM, que tenen uns valors indicats a la taula 3.9.

Taula 3.9 Valor dels NTCs seleccionats

A la figura 3.40 podem veure el resultat obtingut al laboratori.


59

Figura 3.40 Valors obtinguts per al NTC NB21K00103JBB

Per a aquest NTC la diferència obtinguda aproximadament entre el que seria R(20ºC) i R(70ºC) és d’uns 9 dB aproximadament. Millor que en el millor dels casos dels tres primers circuits. Així doncs podem afirmar que amb el circuit 4 i amb el NTC NB21K00103JBB podrem tenir un control de la temperatura de manera exacta. Recalcar que la freqüència de ressonància s’ha vist desplaçada lleugerament al connectar les resistències.

A la figura 3.41 podem veure el resultat per al NTC NC20J00472KBA.

En aquest segon NTC, la diferència és de 8.32 dB lleugerament pitjor que en el cas anterior. També s’ha de tenir en compte que al tenir resistències de valor més baix, les absorcions prenen valors més baixos (propers a 0) si en la detecció hi hagués algun tipus d’efecte o interrupció o interferència, encara podria arribar a ser més suau fet que ja dificultaria molt una detecció correcta.

A la figura 3.42 podem veure els resultats obtinguts amb el NTC NB12J00332JBB.


60

Figura 3.41 Valors obtinguts per al NTC NC20J00472KBA


61

Figura 3.42 Valors obtinguts per al NTC NB12J00332JBB

En aquest tercer NTC tenim una diferència millor que en el cas anterior i fins i tot que en el primer, de 9.466 dB. El problema d’aquest NTC és que tenim absorcions molt baixes, la mínima situada a -8.104 dB fet que pot provocar problemes de detecció.

En el següent i últim cas veurem els resultats obtinguts amb el NTCS0603E3272FMT a la figura 3.43 i seguidament una taula (taula 3.9) resum amb les diferències obtingudes a cada cas.


62

Figura 3.43 Valors obtinguts amb el NTCS0603E3272FMT

Aquest cas representa 8.94 dB de diferència amb unes absorcions que entren dins un rang de fiabilitat a la hora de fer deteccions.

NTC Diferència (dB) NB21K00103JBB 9.04 NC20J00472KBA 8.32

NTCS0603E3272FMT 9.466 NB12J00332JBB 8.94

Taula 3.10 Quadre resum de les proves

Un cop realitzat l’estudi dels circuits podem concloure que si és possible una detecció de la temperatura de manera freqüencial ja que els resultats obtinguts s’ajusten als requisits que una detecció així demana.

3.4. Resultats finals sobre un radar En aquest apartat és on demostrarem que la nostra idea funciona. Es demostra que és possible realitzar un sensor de temperatura resistiu. Per a demostrar-ho utilitzarem un radar consistent en dos antenes Vivaldi realitzades en un altre projecte. El nostre tag seleccionat per a aquestes proves és el que pertany al circuit 1 ja que és el que presentava millors resultats per al marge de valors resistius en els que treballem (30Ω-220Ω). Els resultats obtinguts són processats amb el programa matlab per obtenir resultats gràfics i poder comparar si efectivament tenim una variació de la nostra ressonància segons el valor resistiu. Comentar finalment que les proves s’han realitzat


63

amb resistències fixes ja que els NTC presenten el problema de que no poden treballar en alta freqüència degut a la seva composició i per tant es deixaran per treballar com a control d’altres elements (varactors, per exemple). La idea però de crear un sensor resistiu queda demostrada i comprovada de que és possible. Abans de començar hem de calibrar el nostre sistema (les antenes del circuit 1) amb el tag que podem veure a la figura 3.44.

Figura 3.44 Tag de calibració per al circuit 1

A la figura 3.45 podem veure l’estructura que té el nostre sistema de proves.

Figura 3.45 Estructura del sistema de proves


64

Un cop tenim el circuit calibrat i el sistema preparat, efectuem les proves. Aquestes es realitzaran mitjançant resistències fixes. Aquestes seran del valor vist al apartat 3.3. Per fer un correcte processat el resultat obtingut és enfinestrat així obtenim una senyal més neta i podem identificar amb més claredat la informació que ens interessa. A les figures 3.46 i 3.47 podem veure l’avantatge d’enfinestrar la nostra senyal (paràmetre S21).

Figura 3.46 Representació en domini temporal de la senyal enfinestrada vs original

Aquests resultats s’originen a partir del processat adient de la senyal rebuda. En la figura 3.46 és passa la nostra senyal S21 a domini temporal i s’enfinestra. Amb això aconseguim poder diferenciar de manera més clara i neta la part de senyal que ens interessa, és a dir, poder veure amb claredat les absorcions de la segona ressonància produïdes pel canvi de valors resistius. Comentar que aquestes mesures s’obtenen a partir de (en aquest cas) restar el paràmetre S21 del circuit de calibració amb el del circuit1 en circuit obert. Per als altres casos, el procediment és el mateix. Es resta el paràmetre S21 del circuit de calibració amb el del circuit 1 amb el valor resistiu corresponent i es processa la informació fent l’antitransformada i posteriorment la transformada de la senyal enfinestrada o sense enfinestrar.

A la figura 3.47 es pot apreciar gràcies al enfinestrament com al voltant dels 4 GHz tenim la segona ressonància que és la que interessa. Si no féssim un correcte enfinestrat i processat de les dades aquesta ressonància seria molt més difícil de detectar ja que tindríem una senyal més bruta i sense filtrar les parts no interessants.

El següent pas, mostrat a la figura 3.48, és obtenir la resposta enfinestrada en lineal.


65

Figura 3.47 Representació en domini freqüencial de la senyal enfinestrada vs original

Quan representem la senyal enfinestrada en lineal, aquesta ens mostra les dos ressonàncies com dos pics molt pronunciats i visibles respecte la resta de l’espectre freqüencial, on no hi tenim res d’interès. Com era d’esperar la segona ressonància cau als 4 GHz mentre que la primera està als 2.7GHz, aproximadament.

Figura 3.48 Representació lineal en domini freqüencial de les absorcions


66

A mesura que anem variant el valor de la resistència el segon pic anirà variant el seu valor. A la figura 3.49 podem veure representada aquesta variació segons els diferents valors de les resistències.

Figura 6.49 Variació de l'absorció segons el valor resistiu

Com es pot veure, és totalment detectable la temperatura mitjançant aquest sistema ja que les diferències entre valors resistius són suficients.

3.5. Referències del capítol [1] Carles Ferrater “Sistema RFID basat en UWB i tags sense xip”. PFC Enginyeria Tècnica de Telecomunicacions, URV, Juny 2010. [2]. J.M. Miranda, J.L. Sebastián, M. Sierra, J. Margineda. “Ingeniería de Microondas – Tècnicas experimentales” Prentice Hall – 2001 , (ISBN: 84-205-3099-9). [3] D.Girbau, “Tunable dual-band resonators for communication systems” International

Journal of Microwave and Wireless Tecnologies, Vol 2, Nº 3-4, pp.245-253, 2010

Disseny de sensors resistius amb detecció remota Sensor basat en detecció temporal

67

4. Sensor basat en detecció temporal Un cop s’ha analitzat la detecció de la temperatura a partir de tags freqüencials, ara es pretén intentar fer una detecció de temperatura amb tags temporals. En aquest capítol veurem primer de tot els principis teòrics en que es basa el funcionament i ens aprofitarem del treball d’un altre projectista per realitzar la detecció a partir d’una antena dissenyada per ell. Aquestes mesures seran en el domini temporal. El sensor de temperatura i el circuit sensor són els mateixos que els vistos en el capítol 2.

4.1. Principi de funcionament El funcionament de la detecció temporal es pot resumir en l’esquema (figura 4.1):

Figura 4.1 Esquema de funcionament

Quan el senyal electromagnètic incideix sobre la superfície de l’antena, una part de l’energia electromagnètica és dispersa de nou a l’espai. A això se l’anomena mode estructural. La part restant de l’energia és absorbida per l’antena i viatja al llarg de la línia de retard i es reflexa al final en funció del valor de Zl.

En retornar a l’antena, aquesta energia és dispersada a l’espai (mode antena, (V-)). La diferència de temps entre aquestes dues respostes (mode estructural i mode antena) ve determinat per la longitud de la línia de retard. Per tant si es modifica la longitud de la línia de retard, la posició relativa del mode antena respecte el mode estructural pot ser variat. D’aquesta forma, tags amb diferents longituds de línia de retard podrien arribar a ser codificats ja que cadascú d’aquests tags tindria una identificació única. Aquí es proposa posar diferents valors de resistència com a càrrega Zl.

Les mesures adients de la línia de transmissió com del disseny adequat de l’antena per a aquest apartat era objectiu d’un altre projecte [1]. El tag dissenyat per al nostre estudi temporal és el mostrat a la figura 4.2.

A la dreta de la figura 4.2 podem veure el que seria l’antena. Aquesta té forma circular i com es pot apreciar clarament te una línia de retard bastant notòria. Aquesta línia permetrà afegir uns nanosegons de retard entre el mode estructural i el mode tag. [2]


68

Figura 4.2 tag temporal

4.2. Simulacions de polsos temporals

Primer de tot veurem els tipus de polsos amb els que podem trobar-nos al treballar amb detecció temporal. Aquestos són els que es poden veure a les figures 4.4, 4.5, 4.6 i 4.7. A la figura 4.3 veiem el circuit amb el que treballem per fer aquestes simulacions. Les gràfiques mostren la diferència d’amplitud dels polsos depenent del valor de resistència (30Ω o 220Ω).

Figura 4.3 Circuit de detecció temporal

Al quadre rosa podem veure la senyal que rebrem per l’antena receptora del nostre detector de temperatura. Aquesta senyal pot ser de diferents tipus segons la forma del seu pols. Aquestes formes són les següents: Gaussià monopols (figura 4.4), Gaussià derivat (figura 4.5), Gaussià doblament derivat (figura 4.6) i doble Gaussià (figura 4.7).


69

Figura 4.4 Representació Gaussià monopols

Figura 4.5 Representació Gaussià derivat


70

Figura 4.6 Representació Gaussià doble derivat

Figura 4.7 Representació Gaussià doble


71

En aquestes simulacions podem veure la resposta i variació de l’amplada del pols segons el valor resistiu que hi introduïm. El pols que s’envia (el primer que es veu) no varia, i el mode estructural tampoc ja que aquest pols és el que rebota directament a l’antena i s’envia un altre cop a l’antena emissora originària. El pols del mode antena, viatja per la línia de retard (que ens donarà uns nanosegons de diferència entre mode estructural i mode antena per poder diferenciar els polsos) rebota a la carga (termistor) i retorna cap a l’antena emissora del circuit amb una variació de l’amplada que dependrà del valor de la carga.

És important saber que tenim una adaptació total a Z0=50Ω on el pols serà 0 d’amplitud, per tant per valors menors a 50Ω el pols tindrà el mateix mòdul però fase negativa, és a dir veurem el pols girat i negatiu. Això succeeix amb R=30Ω on el pols té el mateix mòdul que R=80Ω però una fase negativa, per tant és veu girat. En aquests casos i considerant que el que ens importa és el mòdul, s’ha treballat amb R=80Ω.

4.3. Resultats amb tag temporal al laboratori

Al laboratori es comprova el funcionament de la detecció temporal utilitzant el tag mostrat en la figura 4.2. En aquest tag s’hi connecta en diverses resistències com a càrrega. Al llarg de la línia de retard la informació provinent d’aquest sensor serà codificada i enviada a l’antena receptora del nostre reader que en aquest cas serà l’analitzador de xarxa i amb aquest podrem fer un processat de les dades mitjançant un ordinador amb l’eina matemàtica matlab. L’amplitud del pols rebut ens indicarà la temperatura a la que es troba el nostre sensor ja que és proporcional a la resistència. A la figura 4.8 podem veure el resultat de fer un processat adient de la senyal rebuda.

Figura 4.8 Comparació dels diferents valors segons la resistència


72

Com podem veure la diferència entre R=30Ω i R=220Ω es prou bona com per detectar i poder processar la temperatura a la que es troba el sensor. Als 4 ns observem el que vindria a ser el mode estructural i als 7, veiem la senyal que arriba procedent del pols que s’ha vist afectat per la carga variable.

Podem concloure que és possible detectar la temperatura de manera remota i de forma temporal mitjançant els tags que s’han vist al llarg del capítol. La diferència entre valor màxim i mínim és prou bona com per fer una detecció de manera eficaç i prou exacta.

4.4. Referències del capítol

[1] Sergi Rima, “Disseny d’antenes temporals” Projecte fi de Carrera, URV,2010 [2] Apunts Tecnologies de RFid i Òptiques, Antonio Lázaro Guillen, URV

Disseny de sensors resistius amb detecció remota Conclusions i línies futures

74

5. Conclusions i línies futures

Arribat a aquest punt podem dir que s’han assolit els objectius proposats al principi del projecte. S’ha estat capaç de realitzar un sensor de temperatura amb detecció freqüencial i amb detecció temporal.

Pel primer, s’ha vist teoria de tags i ressonadors, s’ha estudiat el comportament d’aquesta tecnologia segons els seus paràmetres, amplades, longituds, etc. Hem pogut veure com un cop dissenyat un circuit que es comportés de manera correcta (tingués una segona ressonància amb una gran absorció) introduint una resistència variable (termistor) i variant el seu valor, aconseguim variar aquesta absorció. L’objectiu era optimitzar al màxim aquest circuit per aconseguir la màxima diferència d’absorció i per als casos extrems dels valors resistius. Finalment s’aconsegueix una diferència molt bona. Per veure aquests resultats s’ha utilitzat l’eina matlab que ens permet processar i seleccionar la informació que nosaltres considerem d’interès.

Respecte a la detecció temporal, s’ha partit d’un disseny d’antena i circuit amb línia de retard fet per un altre projectista on s’ha aplicat els sensors resistius estudiats en el present projecte.

Un cop analitzat aquestos casos amb deteniment s’arriba a la conclusió de que també és possible dissenyar un sensor de temperatura resistiu que funcioni en domini temporal. Els resultats finals que es poden apreciar al capítol 4 mostren com mitjançant el pols antena (l’interessant) que arriba a l’antena del reader i un processat adequat podem identificar de manera correcta resistència connectada al final de la línia.

Els resultats finals mostren la capacitat de detecció de resistència de forma remota. Tot i així hi ha un aspecte a tenir en compte que s’ha descobert al fer les proves experimentalment al laboratori. Els termistors NTC que permeten variar el seu valor resistiu segons la temperatura a la que es trobin, no poden treballar a alta freqüència, aquest fet és degut als elements que dels que estan composats aquests termistors. Totes les proves han estat realitzades amb resistències fixes que no presenten cap problema en treballar en altes freqüències.

Com a línies de investigació futures queda solucionar el problema que presenta treballar amb NTCs a alta freqüència. Les pròximes línies d’investigació que continuïn aquest projecte haurien de tractar de solucionar aquest problema investigant altres sensors resistius.

Una de les solucions que es proposa és posar un varactor entre el NTC i el circuit de UWB-RFid que permetrà poder treballar amb NTC ja que el varactor farà de pas intermig. Per aquesta topologia serveix tot el treball que s’ha fet aquí per caracteritzar NTCs.

Una altra possible solució es trobar un altre tipus de termistor on la seva composició no es vegi afectada per la freqüència on treballem, aquests tipus de termistors poden ser els RTD (Resistive Temperature Detector), que estan implementats amb metalls.

Disseny de sensors resistius amb detecció remota Conclusions i línies futures

75

Les línies de investigació futures tenen on treballar per acabar de perfeccionar aquest tipus de sensors, però el que poden tenir per segur és que aquesta opció és del tot possible tal com hem vist en els diferents treballs d’aquest projecte.

Projecte Fi de Carrera Disseny de sensors resistius amb...

Documents

Transcript of Projecte Fi de Carrera Disseny de sensors resistius amb...