Resumen—. Los rectificadores controlados PWM son

circuitos que convierten corriente alterna (CA) en corriente directa (CD) variable, los cuales incluyen una corrección de factor de potencia. El artículo presenta el proceso de diseño que se divide en 3 etapas: control, acoplamiento y potencia. La etapa de control presenta un acoplamiento con la línea de alimentación para generar un patrón PWM de los cuatro interruptores del puente rectificador. El acoplamiento con los elementos de potencia se realiza por medio de opto-acopladores de alta velocidad. Finalmente el puente rectificador se implementa por medio de 4 IGBT’s de alta velocidad para realizar el proceso de rectificación. En el artículo se detallan cada etapa y se presentan resultados experimentales con cargas resistiva e inductiva-resistiva. Índices—Electrónica de Potencia, Rectificador Controlado,

Convertidor CA-CD, Instrumentación Electrónica.

I. INTRODUCCIÓN a eficiencia es un criterio de diseño esencial en los convertidores de potencia. Así, en la electrónica de potencia, no es solo importante proponer circuitos que

permitan la conversión de energía, si no también se debe considerar la realización de este proceso de manera eficiente. En convertidores de energía de corriente alterna esto se puede medir a través del factor de potencia (FP) del convertidor [3]. Por definición este se mide por el cociente entre la potencia promedio (P) y la potencia aparente (S) que demanda el circuito (FP=P/S), el cual se puede también relacionar a la potencia reactiva (Q) del convertidor. Si la potencia reactiva es cero (Q=0) entonces el factor de potencia será unitario y la potencia entregada al convertidor será completamente utilizada (P=S). En general, si la potencia reactiva es diferente de cero (Q ≠0), entonces el factor de potencia será menor a la unidad (P<S). Así, idealmente se busca que todo convertidor de CA posea un factor de potencia cercano o inclusive la unidad. Los puentes rectificadores son circuitos de potencia construidos con diodos que permiten la conversión de corriente alterna a corriente directa (CA-CD). Si se

El desarrollo de este trabajo fue realizado gracias al apoyo brindado por PROMEP (Proyecto para la Generación y Aplicación del Conocimiento).

Todos los autores se encuentran en la Facultad de Ciencias (UASLP), Av. Salvador Nava s/n, Zona Universitaria, C.P. 78290, San Luis Potosí, S.L.P., México. Zaira Pineda (e-mail: zaira_02@yahoo.com), Jaime Martínez (e-

reemplazan los diodos por tiristores en la configuración de puente es posible controlar el voltaje de salida de CD en la carga. Esto se logra al variar el ángulo de disparo de los tiristores en el encendido [1],[2] ya que la desactivación se logra por medio de conmutación natural. De esta manera se puede tener una fuente de CD variable en la carga, sin embargo aunque se trate de carga resistiva, estos convertidores de tiristores tienen un factor de potencia que decrece de la unidad al aumentar el ángulo de disparo del convertidor (es decir, al decrecer el voltaje de salida). Esto se ve acentuado al tener una carga inductiva-resistiva, ya que además del retraso derivado por la parte reactiva de la carga, se produce otro retraso por el diseño del convertidor de tiristores al variar el voltaje. Un método para aliviar este problema, al menos para carga resistiva, consiste en reemplazar en el puente rectificador los tiristores por interruptores unidireccionales de encendido- apagado controlado [1]. Estos pueden ser GTO’s, BJT’s, MOSFET’s o IGBT’s por mencionar algunos, donde se debe escoger un patrón adecuado de conmutación para los interruptores. La idea central es generar un patrón de activación en el puente rectificador de manera que se pueda variar el voltaje de salida promedio, pero manteniendo la corriente y el voltaje de alimentación en fase (FP=1.0) [3]. Varias estrategias han sido sugeridas: modulación uniforme, modulación trapezoidal, o modulación de ancho de pulso (PWM). Siendo la estrategia PWM la más utilizada, dando lugar a los rectificadores PWM monofásicos como trifásicos dependiendo de la alimentación hacia el puente. Otros métodos consisten en extender la idea de conversión CD-CD, incluyendo en las topologías básicas, como Buck, Boost y Buck/Boost, la corrección de factor de potencia en el control de conmutación [6]. En el presente trabajo se describe el desarrollo de un rectificador monofásico PWM, detallando cada una de las fases de diseño y finalizando con la implementación experimental del circuito de control y de potencia. El diagrama a bloques del diseño general se muestra en la Figura 1. El orden de los puntos a tratar en este artículo se muestra a continuación. La Sección 2 introduce la etapa de diseño del circuito de generación del patrón PWM. La etapa de

mail:jaimeosv@hotmail.com), Erica Reyes (e-mail: resaka79@hotmail.com) y Daniel U. Campos Delgado (e-mail: ducd@fc.uaslp.mx).

Rectificador Monofásico PWM: Diseño e Implementación.

Zaira Pineda Rico, Jaime O. Martínez Delgado, Ericka Reyes Sánchez, Emmanuel B. Moctezuma y Daniel U. Campos-Delgado, Member, IEEE.

L

acoplamiento óptico se muestra en la Sección 3. En la Sección 4, se describe la etapa de potencia y en la Sección 5 se muestran los resultados experimentales. Finalmente el artículo concluye con comentarios finales en la Sección 6.

Figura 1. Diagrama General del Rectificador PWM.

II. GENERACIÓN DE PATRÓN PWM

A. Introducción al Esquema PWM en Rectificadores

En la técnica de conmutación PWM (Pulse Width Modulation) la amplitud de la señal de salida se controla a través del índice de modulación M:

p

m

AAM = [1]

donde Am y Ap representan las amplitudes de las señales moduladora y portadora respectivamente. De esta manera, el valor en CD del voltaje de salida se regula a través del control del parámetro M. La estructura general del rectificador PWM se muestra en la Figura 2, donde se debe determinar el patrón de conmutación para los elementos (Q1,Q2,Q3,Q4), con el objeto de producir un voltaje de CD Vo a la salida del puente rectificador a partir de un voltaje de alimentación vs de CA.

Figura 2. Circuito Base del Rectificador Monofásico.

En el esquema PWM, el patrón de conmutación se genera al comparar una señal triangular Vportadora (portadora) con una señal sinusoidal rectificada (moduladora) Vmoduladora tal y como se muestra en la Figura 3 (M=0.8). El orden de encendido se presenta como:

><<>

→

<→

<<>>

→

>→

00

Q

0Q

00

Q

0Q

mod

mod4

3

mod

mod2

1

sportadorauladora

sportadorauladora

s

sportadorauladora

sportadorauladora

s

vVVvVV

v

vVVvVV

v

[2]

Notar que los interruptores Q2 y Q4 se deben conmutar en

los semiciclos positivo y negativo para poder proveer un trayecto de liberación de energía a la carga en caso de tener parte reactiva en la carga. Así, durante el semiciclo positivo se activan Q1 de manera constante, y Q2 se activa según la estrategia PWM para que en la carga aparezca el voltaje de alimentación vs. Al desactivar Q2, se debe entonces activar Q4 para tener un trayecto de liberación de energía por medio de Q1 y Q4. De manera similar, durante el semiciclo negativo se activa Q3 permanentemente y al activarse ahora Q4 se tendrá –vs en la carga. Al apagar Q4 se debe conmutar Q2 para proveer un camino de liberación de energía.

Figura 3. Esquema de Conmutación PWM para M=0.8.

Figura 4. Voltaje de Salida bajo Carga Resistiva (M=0.8)

Durante la simulación de la Figura 3, la frecuencia de la señal portadora está fijada a 2 kHz. El voltaje resultante de salida Vo a la salida del puente para una carga resistiva de 27 Ω y vs=120 Vrms se muestran en la Figura 3 con M=0.8. En la Figura 4 se aprecia como la potencia reactiva Q se hace cero (FP=1.0) en el convertidor aunque no se tenga el voltaje máximo, ya que el voltaje y el armónico fundamental de la corriente de alimentación se encontrarían en fase [3]. El voltaje promedio en la carga para este caso fue de 66 V.

Ahora, en la Figura 5 se muestra el voltaje de salida para M=1.2, donde de igual manera la potencia reactiva Q se cancela. En este caso el voltaje promedio de salida es de 92 V. Las Figuras 3, 4 y 5 fueron obtenidas a través de simulación numérica utilizando Power System Blockset de MATLAB.

Figura 5. Voltaje de Salida bajo Carga Resistiva (M=1.2)

B. Implementación del Esquema PWM El diseño se realizó separando la implementación en 5 bloques:

• Generación de Señal Moduladora • Generación de Señal Portadora • Comparación PWM • Lógica del Patrón de Conmutación • Generación de Tiempo Muerto

1) Generación de Señal Moduladora

En principio es necesario coordinar la señal del voltaje de alimentación con el esquema de conmutación. Para lograr esto, se hace uso de un transformador de 120 VCA a 12 VCA para reducir la amplitud del voltaje de línea y proveer aislamiento a la etapa de control. Hay que tomar en cuenta que cuando se utilizan transformadores la señal de salida queda desfasada 180°, para evitar problemas futuros las salida del secundario se toma invertida (Figura 6).

~120 VCA 12VCA

1 5

4 8V1

Figura 6. Adquisición de la Señal de Línea

Enseguida, el voltaje V1 debe reducirse su amplitud (17 Vmax) para poderse trabajar con los voltajes de alimentación de los amp. ops. ±15V. Entonces es necesario hacer pasar esta señal por un divisor de voltaje para reducir su ganancia (Figura 7). Una vez logrado nuestro objetivo se rectifica la señal empleando un circuito de valor absoluto implementado en base a amp. ops. [4],[5], mostrado en la Figura 7. Para la realización de este circuito de valor absoluto se utilizaron amplificadores operacionales LM348. El voltaje obtenido será utilizado como la señal moduladora en el esquema PWM.

R4

+

-

LM348

3

21

411

D2

V2

R6

V1

+

-

LM3483

21

411

R2

R3 +

-

LM3483

21

411R1 D1

R5

Figura 7. Divisor de Voltaje y Rectificación de la Señal Moduladora.

Al momento de obtener la señal rectificada V2, esta tiene que ser incorporada a una etapa multiplicadora [4] para lograr que su amplitud pueda ser ajustada de manera externa (Figura 8). De esta manera, controlando la amplitud de esta señal se varia el índice de modulación M en el rectificador PWM. Con este propósito se utiliza un potenciómetro de 10K y ayuda a determinar la exactitud del voltaje máximo para V3 que se quiere alcanzar. Así, el voltaje V3 representará la señal moduladora Vmoduladora en el esquema PWM.

- VCC

V3

8

13

2

5

V2

6

1IN

3

VCC

12 V

OUT7

4REF

R1

2

Figura 8. Circuito Multiplicador para Ajuste del Índice de Modulación 2) Generación de Señal Portadora

Como se mencionó anteriormente en la estrategia de modulación PWM, es requerida una señal portadora triangular con una frecuencia mucho mayor a la señal moduladora. Para

AD633

este diseño se fijó la frecuencia de la señal potadora a 2.2 kHz. Ahora, teniendo en consideración espacio, calidad de señal y estabilidad se decidió utilizar un generador de funciones XR-2206 para generar esta señal. Este circuito tiene un rango de operación de 0.1 Hz hasta más de 1 MHz, y capacidad de modular la amplitud en la salida. Se empleó la configuración mostrada en la Figura 9 para producir la señal portadora Vportadora.

Figura 9. Configuración del XR-2206.

Utilizando esta configuración podemos obtener 3 ondas

diferentes, dependiendo del estado del interruptor S1 se escoge entre una función sinusoidal o triangular en el pin 2, y una función cuadrada en el pin 11. La frecuencia de salida es determinada por la relación RC de la resistencia en el pin 7 y el capacitor entre los pines 5 y 6, siguiendo la relación:

RCf 1= [3]

Utilizando el voltaje en el pin 3 del XR-2206 podemos

modular la amplitud de las ondas de salida de 0 hasta Vcc; teniendo la onda cuadrada una amplitud completa desde cero hasta el voltaje en el pin 3, y la sinusoidal y triangular una amplitud menor pero con un offset positivo que la eleva hasta tener como voltaje máximo el correspondiente del pin 3. El offset se contrarresta fácilmente con un amplificador operacional TL082 en configuración restadora aplicado a la onda triangular T1 (Figura 10). Calibrando el voltaje del pin 3 del XR-2206 y el voltaje de referencia del TL082, se debe obtener una onda portadora triangular con una amplitud no variable a la salida del amp. op. de la Figura 9.

3) Comparación PWM

Para la obtención de los patrones de conmutación es necesario identificar los semiciclos positivo y negativo de la alimentación, y así conmutar los correspondientes interruptores en el puente rectificador. Con este propósito se

utilizan comparadores LM311 usando la configuración mostrada en la Figura 11.

T2

+

-

TL0823

21

84

VCC

T1

R2

R3

R1

1 3

2

Figura 10. Compensación de Offset en la Señal Portadora.

Figura 11. Identificación de Semiciclos del Voltaje de Línea.

Siendo V1 la señal sinusoidal del transformador de

aislamiento (Figura 6), así se obtiene un nivel de 5V en VO cuando V1 es mayor que tierra y 0v cuando el voltaje es menor a tierra, es decir un nivel alto durante el semiciclo positivo y bajo durante el negativo. Ahora, la configuración de modulación de ancho de pulso es similar, solamente cambiando V1 a la señal rectificada de la señal sinusoidal Vmoduladora, y en lugar de tener tierra como voltaje de referencia usamos la señal portadora o triangular (Vportadora), como se ilustra en la Figura 12.

Figura 12. Comparación Generadora de PWM

Obteniendo a la salida un nivel alto (5V) mientras la señal

moduladora sea mayor a la señal portadora y un nivel bajo (0V) en el caso contrario.

4) Lógica del Patrón de Conmutación

T1

Vmoduladora Vpotadora

V1

La obtención de los patrones de conmutación de Q1, Q2, Q3 y Q4 se obtiene por medio de una manipulación lógica de las señales VO y VO2 en la Figuras 11 y 12, siguiendo las relaciones en (1). Por lo tanto, se puede observar que:

Q1 = VO Q2 = (VO*VO2) + (VO*VO2) Q3 = VO = Q1 [4] Q4 = (VO*VO2) + (VO*VO2) = Q2

Se seleccionaron compuertas lógicas 40106, 4081 y 4071

de tipo CMOS para la aplicación de estas ecuaciones debido a su rápida conmutación y alta estabilidad. La implementación final se muestra en la Figura 13.

Figura 13. Patrón de Conmutación Lógica. 5) Generador de tiempo muerto Por seguridad debe de existir un pequeño lapso de tiempo muerto entre la activación y desactivación de los interruptores de una misma rama (Figura 2). Esto se debe al tiempo de apagado correspondiente a cada interruptor, y así debe compensarse este factor para evitar un posible corto circuito en el circuito de potencia. Para implementar dicho tiempo muerto se utilizó un detector de flanco negativo [5] con CIs, como se muestra en la Figura 14.

Figura 14. Generador de Tiempo Muerto.

III. ETAPA DE ACOPLAMIENTO La etapa de acoplamiento mostrada en la Figura 15, se usó para aislar la etapa de control de la etapa de potencia por medio de opto-acopladores. Los cuatro opto-acopladores, en este caso 6N135, portan la señal de conmutación para cada interruptor del puente inversor. Ya que cada señal es diferente

para cada interruptor nos vemos en la necesidad de emplear fuentes independientes de voltaje que provean de corriente y voltaje suficientes a la compuerta del interruptor para encenderlo. Así entonces, se usan 3 fuentes independientes de +15V, una para la activación de los interruptores de la parte superior del puente rectificador, y 2 para poder activar los interruptores de la parte inferior. Es importante notar que los interruptores 1 y 3 comparten una fuente porque sus tierras coinciden en el mismo punto, por lo que se puede omitir el uso de una cuarta fuente. En la Figura 15, el primer transistor refuerza la señal de PWM para poder suministrar la corriente necesaria al diodo emisor del opto-acoplador. El último transistor es utilizado para invertir la señal del SPWM dada por la configuración de transistor del opto-acoplador. Así, de este último transistor la señal de polarización del interruptor (voltaje compuerta (G) - emisor (E)) en el puente rectificador se toma de emisor y tierra.

Figura 15. Etapa de Acoplamiento

IV. CIRCUITO DE POTENCIA Ahora, a partir de una fuente de CA constante se debe generar un voltaje de CD a partir de la conmutación de los 4 interruptores en el puente rectificador (ver Figura 2). Para ello se controlan 4 IGBT’s de potencia ultrarrápidos (Qi=IRG4PC50U, VDSS=600V, ID=30A,) los cuales tienen la capacidad de conmutado rápido a parte de soportar rangos de voltajes altos. Además, se añadió una red snubber para los IGBT’s con el objeto de protegerlos contra sobretiros de tensión, como se muestra en la Figura 16 (R=100 Ω y C=0.01µF). La alimentación de CA hacia el puente rectificador se reguló mediante un transformador variable y se tomaron mediciones de voltaje y corriente en el primario del transformador para medir el factor de potencia del convertidor.

Figura 16. Circuito de Potencia del Puente Rectificador

Vo

Vo2

G

E

PWM

V. RESULTADOS EXPERIMENTALES

Como se expresó anteriormente, las pruebas de simulación fueron hechas mediante Power System Blockset de MATLAB. Una vez concluido el diseño del prototipo se tomaron diferentes valores representativos del voltaje de salida. En estas mediciones se utilizó un osciloscopio FLUKE 43B Power Quality Analyzer, bajo las siguientes dos condiciones:

• Carga Resistiva de 40Ω. • Carga Resistiva-Inductiva (R=10.5Ω y L=18.8mH)

Motor Universal. La alimentación del primario del transformador vs fue de 127 Vrms (ver Figura 16), y el secundario vg se fijó a 28.3 Vrms (40 V pico) en los experimentos con carga resistiva, y 21.21 Vrms (30 V pico) para carga resistiva-inductiva.

A. Carga Resistiva

Se tomaron 2 mediciones para diferentes índices de modulación M. Primeramente, en la Figura 17 se muestra el voltaje de salida Vo y corriente de fuente is para M=1.2, donde puede observarse que la corriente de fuente se encuentra en fase con el voltaje de carga.. Ahora, en esta misma Figura se observan las mediciones de factor de potencia, donde se tiene que la corriente y voltaje de fuente están prácticamente en fase, resultando en FP≈1.0.

Figura 17. Mediciones Experimentales para Carga Resistiva y M=1.2.

Enseguida se redujo el índice de modulación a M=0.7 y se obtuvo la Figura 18. Más sin embargo la corriente y voltaje de fuente siguen estando en fase, resultando en un factor de potencia prácticamente unitario.

B. Carga Resistiva-Inductiva

Ahora se tomaron datos experimentales para una carga resistiva-inductiva, conectando el rectificador PWM a un motor universal con una rueda de inercia de 500 g conectada a la flecha del motor. De la misma manera que para el caso resistivo, se consideraron 2 casos M=1.2 y M=0.7. En ambos casos, el factor de potencia decrece de la unidad por la parte reactiva de la carga, resultando en FP≈0.9. En la Figura 19 se muestra la medición experimental del voltaje de carga,

corriente de fuente para y factor de potencia para M=1.2, y en la Figura 20 para M=0.7.

Figura 18. Mediciones Experimentales para Carga Resistiva y M=0.7.

VI. CONCLUSIONES Y COMENTARIOS FINALES El presente artículo muestra de manera detallada los pasos

necesarios para la construcción de un rectificador PWM monofásico. El circuito se basa en configuraciones básicas de amplificadores operacionales y circuitos lógicos. Además, el parámetro de control, índice de modulación M, puede ser ajustado de manera externa a través de un voltaje de referencia, lo que permitiría utilizarlo en implementaciones de control a lazo cerrado. Los resultados experimentales muestran que el factor de potencia es prácticamente unitario para carga resistiva independientemente del índice de modulación, es decir voltaje de salida.

Figura 19. Mediciones Experimentales para Carga Resistiva-Inductiva con M=1.2.

Figura 20. Mediciones Experimentales para Carga Resistiva-Inductiva con M=0.7.

VII. REFERENCIAS [1] H. Rashid, Muhammad. “Electrónica de Potencia, circuitos, dispositivos

y aplicaciones”, 2ª ed., Prentice Hall., 1995. [2] J.M. Benavent García, A. Abellán G., E. Figueres A. “Electrónica de

Potencia, teoría y aplicaciones”, 1ª ed. Alfaomega, 2000. [3] W. H. Hayt y J.E. Kemmerly, “Análisis de Circuitos en Ingeniería”, 5a

Edición, McGraw Hill, 1993. [4] R. Coughlin. F. Driscoll, “Amplificadores Operacionales y integrados

lineales”, 5a ed., Prentice may 1999. [5] Boylestad Nashelsky, “Electronica: Teoria de Circuitos”, 6a ed., Prentice

Hall, 1997. [6] R.W. Erickson y D. Maksimovic, “Fundamentals of Power Electronics”,

2ª Edición, Kluwer Academics Publishers, 2001.

VIII. BIOGRAFÍAS

Zaira Pineda Rico nació en San Luis Potosí, S.L.P., el 2 de noviembre de 1982. Ingresó a la carrera de Ingeniero Electrónico de la Facultad de Ciencias de la UASLP en Agosto de 2000, y se encuentra actualmente por cursar su último semestre. Sus intereses abarcan diseño electrónico, electrónica de potencia, e instrumentación.

Jaime O. Martínez Delgado nació en San Luis Potosí, S.L.P., el 6 de mayo de 1982. Ingresó a la carrera de Ingeniero Electrónico de la Facultad de Ciencias de la UASLP en Agosto de 2000, y se encuentra por cursar su último semestre. Sus intereses abarcan electrónica digital, automatización, electrónica de potencia, y control de motores.

Erica Reyes Sánchez nació en San Luis Potosí, S.L.P., el 17 de octubre de 1979. Ingresó a la carrera de Ingeniero Electrónico de la Facultad de Ciencias de la UASLP en Agosto de 2000, y se encuentra por cursar su último semestre. Sus intereses abarcan automatización, electrónica de potencia, e instrumentación industrial.

Emmanuel B. Moctezuma nació en San Luis Potosí, S.L.P., el 25 de diciembre de 1980. Ingresó a la carrera de Ingeniero Electrónico de la Facultad de Ciencias de la UASLP en Agosto de 2002, y se encuentra por cursar su último semestre. Sus intereses abarcan diseño electrónico, electrónica de potencia y electrónica digital.

Daniel U. Campos Delgado nació en San Luis Potosí el 14 de octubre de 1973. En 1996 recibió el título de Ingeniero Electrónico de la UASLP. Realizó la Maestría (1999) y Doctorado (2001) en Ingeniería Eléctrica en Louisiana State University A partir de agosto de 2001 es Profesor-Investigador de la Facultad de Ciencias (UASLP). Desde 1999 es miembro de la IEEE en las Sociedades de Control y Electrónica Industrial. Sus intereses abarcan electrónica de potencia, sistemas de control, control robusto, y control tolerante a fallas.