S.E.P. S.E.I.T. D.G.I.T. - cenidet.edu.mx Diego... · La integración consistió en la utilización...
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S.E.P. S.E.I.T. D.G.I.T.
CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACIÓN Y DESARROLLO TECNOLÓGICO
cenidet
BALASTRO ELECTRÓNICO INTEGRADO DE FORMAS DE ONDA CUADRADA
PARA LÁMPARAS DE ALTA INTENSIDAD DE DESCARGA
T E S I S
PARA OBTENER EL GRADO DE M A E S T R O E N C I E N C I A S EN INGENIERÍA ELECTRÓNICA
P R E S E N T A :
Diego Balderrama Luna
DIRECTOR DE TESIS :
DR. MARIO PONCE SILVA
CUERNAVACA, MORELOS ABRIL 2008
Resumen
En esta tesis se presenta una topología de balastro electrónico de formas
de onda cuadradas con eficiencia alta y factor de potencia alto. El circuito del
balastro se basa en la integración del corrector del factor de potencia y del
estabilizador. La integración consistió en la utilización de un convertidor flyback
que trabaja en modo de conducción discontinuo (MCD). Así este convertidor
corrige factor de potencia y estabiliza a la lámpara. En tanto como inversor se
utilizó un inversor medio puente. La operación en MCD simplifica el control al
permir al balastro operar en lazo abierto.
Las etapas de esta topología están distribuidas en un arreglo serie para
obtener una eficiencia más alta que la de una topología típica. La carga se
alimenta con ondas cuadradas de alta frecuencia moduladas en baja frecuencia.
Por su simplicidad, el número reducido de etapas y componentes, y la conexión de
estos, esta topología cuenta con las siguientes ventajas: eficiencias por arriba del
90 %, alto factor de potencia, control simple (operación en lazo abierto), bajo factor
de cresta y una distorsión armónica total (DAT) baja. En esta tesis se muestran:
los análisis, el procedimiento de diseño y los resultados experimentales para
verificar y validar esta topología
v
Abstract
This thesis presents an integrated square waveform electronic ballast with
high efficiency and high power factor. The ballast circuit is based on the integration
of a power factor corrector and the stabilizer by means of a flyback converter
connected in series and working in discontinous conduction mode (DCM), and an
inverter based on a half bridge inverter. The operation in DCM simplifies the control
allowing the ballast to work in open loop.
The stages of this topology are connected in series mode to obtain higher
efficiencies than a typical ballast. The load is supplied with high frequency square
waveforms, modulated in low frequency, to avoid acoustic resonances. By its
simplicity, the reduced number of stages and components and its connection, this
topology has the next advantages over other integrated topologies: Efficiencies
above 90%, high power factor, simple control (open loop), low current crest factor
and low total harmonic distortion (THD). In this thesis analyses, design procedure
and experimental results are presented to verify and validate this topology.
vii
NOMENCLATURA
A Amper
C Condensador de la red RC
C1 Condensador de salida del devanado secundario en [16]
C6 Condensador del ignitor implementado
CA Corriente alterna
CC Condensador de entrada del impulsor
CD Corriente directa
Cig Condensador del ignitor modificado
CINV Condensador del inversor
CIINV Condensador inferior
CO Condensador de salida del convertidor “flyback”
COUT Condensador de salida del impulsor
CSINV Condensador superior del inversor
D Ciclo de trabajo del convertidor “flyback”
D7 Diodo del ignitor implementado
DC Diodo del convertidor
Ddesc Diodo de descarga de la compuerta del MOSFET
Dig Diodo del ignitor modificado
Dis Periodo de tiempo del en el que se presenta la discontinuidad en
el convertidor
DS Diodo del secundario del convertidor “flyback”
DX Lapso de tiempo en el que la inductancia LP del convertidor
“flyback” se descarga en la inductancia LS
DZ Diodo zener del impulsor
FCC Factor de cresta
FL Frecuencia de la línea alimentación sinusoidal de 60 Hz
FS Frecuencia de conmutación
f(t)INV Función de la onda cuadrada del inversor
Hz Hertz
I1 Componente fundamental de la corriente de línea sinusoidal
iac(t) Corriente demanda de la fuente sinusoidal de 60 Hz
IAVGflyBF Corriente promedio del modelo promediado de 60 Hz
Iin Corriente sinusoidal rectificada pico
iin(t) Corriente instantánea que circula por los elementos del modelo
promediado de 60 Hz
IINpk Corriente pico en el inversor
ILPpk Corriente pico en la inductancia LP del convertidor “flyback”
In Componente
IPKBF Corriente pico en el modelo promediado
IRinv(t) Corriente instantánea en el inversor
IRinvRMS Corriente eficaz en el inversor
K Constante del divisor de voltaje entre las resistencias equivalentes
del inversor y del convertidor “flyback”
KV Kilo Volt (1000 Volts)
LP Inductancia del primario del convertidor “flyback”
LP_DR Bobina del primario del transformador del impulsor
LPTR Bobina del primario del transformador del inversor
LS Inductancia del secundario del convertidor “flyback”
LS_DR Bobina del secundario del transformador del impulsor
LSTR Bobina del secundario del transformador del inversor
m Relación entre voltajes rectificado pico y el voltaje de salida del
convertidor “flyback”
M1 interruptor superior izquierdo del inversor puente completo en [18]
M4 interruptor superior derecho del inversor puente completo en [18]
M2 interruptor inferior izquierdo del inversor puente completo en [18]
M3 interruptor inferior derecho del inversor puente completo en [18]
MC MOSFET del convertidor
MINV1 MOSFET superior del inversor
MINV2 MOSFET inferior del inversor
mS mili Segundo
n Relación de vueltas del convertidor “flyback”
nC Componente enésima
nINV Relación de vueltas del transformador del inversor
PFI Potencia de entrada al convertidor “flyback”
PFO Potencia de salida del convertidor “flyback”
Pin Potencia de entrada al balastro
PLAMP Potencia consumida en la lámpara
PRINV Potencia disipada en la resistencia equivalente del inversor
q Cociente de resistencias entre la resistencia equivalente del
inversor y la resistencia equivalente del convertidor “flyback”, en
el modelo promediado
Q Relación entre la potencia de entrada al balastro y la
potencia de entrada manejada por el convertidor “flyback”
R Resistencia de la red RC
R11 Resistencia del ignitor implementado
RAUX Resistencia de estabilización
Rcompuerta Resistencia de compuerta del MOSFET
Relé NA Relevador normalmente abierto del ignitor modificado
Relé NC Relevador normalmente cerrado del ignitor modificado
RF Resistencia equivalente del convertidor “flyback” en el modelo
Rig Resistencia del ignitor modificado
RINV Resistencia equivalente del inversor en el modelo promediado de
60 Hz
RL Suma de las resistencias equivalentes del convertidor “flyback” y
del inversor
RLAMP Resistencia equivalente de la lámpara
RprimTR Resistencia reflejada de la resistencia equivalente de la lámpara
al primario del transformador del inversor
promediado de 60 Hz
Sidac Sidac del ignitor modificado
t Tiempo
T1 Transistor NPN del impulsor
T2 Transistor PNP del impulsor
TL Periodo de la frecuencia de alimentación línea sinusoidal de 60 Hz
TS Periodo de conmutación del convertidor “flyback”
VC Voltaje de salida del convertidor “flyback”
VCC Voltaje de alimentación del impulsor
Vin Voltaje sinusoidal rectificado pico
Vin(t) Voltaje instantáneo sinusoidal rectificado de la línea de 60 Hz
VINV Voltaje pico en el inversor
VINV(t) Voltaje instantáneo en el inversor
VLp Voltaje pico en la bobina LP del convertidor “flyback”
VLP(t) Voltaje instantáneo en el inductor LP
VMc Voltaje pico en el MOSFET del convertidor “flyback”
VO Voltaje de salida del transformador del inversor
VRMS Voltaje RMS o eficaz
W Watts
FLYη Eficiencia del convertidor “flyback”
INVη Eficiencia del inversor
μS micro Segundo
Ω ohms
ωC Frecuencia de corte de la red RC
ωL Frecuencia angular de la línea sinusoidal de 60 Hz
Tabla de contenido
Lista de figuras xiii Lista de tablas xvii Nomenclatura. xix Acrónimos xxiii
Capitulo 1: Antecedentes
1.1. Introducción. 11.1.1. Lámparas. 11.1.2. Sistemas de alimentación para lámparas de descarga. 3
1.1.2.1. Lámparas de vapor de mercurio. 41.1.2.2. Lámparas de halogenuros metálicos. 41.1.2.3. Lámparas de vapor de sodio. 51.2.2.4 Funcionamiento de las lámparas de vapor de sodio 5
1.1.3. Sistemas de alimentación para lámparas de descarga. 61.1.4 Resonancias acústicas y métodos de eliminación 7
1.1.4.1. Alimentación con corriente continuo o a frecuencias extra altas. 81.1.4.2. Métodos de detección de las resonancias acústicas. 81.1.4.3. Modulación en frecuencia de la señal de alimentación. 81.1.4.4 Alimentación con formas de onda cuadradas 9
1.1.5. Ventajas de la alimentación de lámparas de alta intensidad de descarga con formas de onda cuadrada.
9
1.1.6. Balastros electrónicos integrados de formas de onda cuadrada 101.2. Planteamiento del problema. 111.3. Objetivos. 12
1.3.1. Objetivo general. 121.3.2. Objetivos particulares. 12
1.4. Presentación del documento. 13
Capítulo 2: Estado del arte 2.1. Trabajos reportados en la literatura 152.2. Deducción de la topología propuesta 232.3. Conclusiones. 29
ix
Capítulo 3: Análisis del modelo promediado a 60 Hz 3.1. Evaluación de la estabilidad. 323.2. Evaluación de potencias. 363.3. Análisis y evaluación de la distorsión armónica (DAT) y factor de potencia (FP) 403.4. Análisis y evaluación del factor de cresta. 443.5. Simulación del modelo. 473.6. Conclusiones. 50
Capítulo 4: Análisis y diseño del balastro 4.1. Características y etapas del balastro. 54
4.1.1. Representación del modelo promediado en circuito eléctrico. 544.1.2. Circuito eléctrico del balastro. 55
4.2. Etapas del funcionamiento del balastro. 564.3. Cálculo de los elementos del balastro. 59
4.3.1. Cálculo de la relación de vueltas del convertidor. 594.3.2. Cálculo del ciclo de trabajo del convertidor. 604.3.3. Cálculo de la inductancia del primario LP del convertidor. 624.3.4. Cálculo del capacitor de salida del convertidor. 644.3.5. Cálculo de los capacitores del inversor y de la relación de vueltas del transformador del inversor
64
4.4. Método de diseño y simulación. 684.4.1. Método de diseño secuencial. 684.4.2. Simulación del balastro con carga resistiva. 70
4.5. Conclusiones 74 Capítulo 5: Implementación y pruebas experimentales del balastro
5.1. Selección de componentes. 76
5.1.1. Circuitos impulsores y de control. 765.1.2. Diseño magnético. 775.1.3. Selección de diodos e interruptores 77
5.2. Implementación y pruebas experimentales del balastro con esfuerzo de voltaje de 600 V.
78
5.2.1. Resultados experimentales de la topología del balastro con carga resistiva. 785.2.2. Comparación de resultados entre los valores teóricos y la implementación del balastro con carga resistiva
80
5.3. Implementación y pruebas experimentales del balastro con esfuerzo de voltaje de 350 V.
82
5.3.1. Resultados experimentales de la topología de balastro con carga resistiva. 835.3.2. Comparación de resultados entre las implementaciones del balastro con resistencia y los valores teóricos
85
5.4. Implementación y pruebas experimentales del balastro con lámpara 865.5. Conclusiones. 88
x
Capítulo 6: Conclusiones y trabajos futuros 6.1 Conclusiones. 896.2 Trabajos futuros. 92 Referencias. 94
xi
xii
Lista de figuras
CAPÍTULO 1 Figura 1. Clasificación de los diferentes tipos de lámparas de descarga Figura 2. Estructura típica de una lámpara de alta intensidad de descarga.
Figura 3. Balastro de ondas cuadradas típico
Figura 4. Balastro resonante de alta frecuencia
CAPÍTULO 2 Figura 5. Topología integrada de balastro electrónico de ondas cuadradas
presentado en [12]
Figura 6. Topología integrada de balastro electrónico automotriz ondas cuadradas
Figura 7. Modelo simplificado del conformador de corriente usado en [15]
Figura 8. Balastro resonante presentado en [15]
Figura 9. Balastro de ondas cuadradas presentado en [3]
Figura 10. Etapas del balastro presentado en [16]
Figura 11. Balastro presentado en [17]
Figura 12. Balastro presentado en [18]
Figura 13. Modos de operación del balastro presentado en [18]
Figura 14. Modelo promediado a 60 Hz propuesto para el balastro electrónico integrado
Figura 15. Topología puente completo derivada del modelo promediado
Figura 16. Topología medio puente derivadas del modelo promediado
Figura 17. Topología derivada del modelo promediado con inversor push pull con
divisor de voltaje
Figura 18. Topología derivada del modelo promediado con inversor push pull
Figura 19: Topología derivada del modelo promediado 2 interruptores
xiii
CAPÍTULO 3
Figura 20. Modelo promediado a 60 Hz
Figura 21. Gráfica de q vs. m: ec 12
Figura 22. Gráfica de Q vs. m: ec 20
Figura 23. Flujo de potencia de la fuente a la carga en el sistema propuesto
Figura 24. Flujo de potencia de la fuente a la carga en un sistema convencional
Figura 25. Gráfica del FP contra m: ec 24
Figura 26. Gráfica de la DAT contra m: ec 23
Figura 27. Comparación entre los armónicos del modelo simplificado
y la norma IEC 6000-3-2.
Figura 28. Voltaje aplicado al inversor y voltaje en la carga del inversor
Figura 29. Gráfica del factor de cresta (FCC) contra m. ec 30
Figura 30. Esquemático en PSPICE del modelo a 60 Hz para su simulación
Figura 31. Factor de potencia obtenido en el modelo a 60 Hz en simulación.
Figura 32. Corriente en de la fuente sinusoidal en el modelo a 60 Hz en simulación.
Figura 33. Forma de onda de corriente en las resistencias del convertidor y del inversor
Figura 34. Potencias en la fuente sinusoidal (rojo) y en las resistencias del inversor
(verde) y del convertidor (azul)
CAPÍTULO 4 Figura 35. Modelo promediado y circuito eléctrico de la topología con sus respectivas
equivalencias
Figura 36. Circuito eléctrico del balastro electrónico integrado
Figura 37. Etapa 1 de funcionamiento del balastro electrónico integrado
Figura 38. Circuito equivalente del balastro durante la etapa 2 de su funcionamiento.
Figura 39. Circuito equivalente del balastro durante la tercera etapa de funcionamiento
Figura 40. Circuito equivalente del balastro durante la cuarta etapa de su
funcionamiento.
Figura 41. Circuito eléctrico del balastro con el MOSFET MC abierto
Figura 42. Circuito del balastro con el interruptor MC encendido
Figura 43: Inversor medio puente visto a la frecuencia de conmutación
Figura 44: Esquemático en PSPICE del balastro diseñado
Figura 45: Corriente (rojo) de entrada al balastro y voltaje (verde) de alimentación
xiv
Figura 46: Forma de onda de la corriente (verde) y voltaje (rojo) en la resistencia
de carga Figura 47: Forma de onda de voltaje (rojo) y corriente (verde) en la resistencia
en alta frecuencia
Figura 48: Esfuerzo de voltaje en el interruptor del convertidor MC
Figura 49: Factor de cresta obtenido en la resistencia de carga
Figura 50: Factor de potencia obtenido en el balastro
Figura 51: Potencia promedio en la resistencia de carga
CAPÍTULO 5
Figura 52. Impulsor utilizado para la implementación
Figura 53. Circuito de control usado para la implementación
Figura 54: Formas de ondas instantáneas de voltaje (azul), corriente (azul verde)
y potencia demandada de la línea de CA (rojo)
Figura 55. Formas de onda de voltaje (lila) y corriente (verde) en la resistencia de carga
vistas desde baja frecuencia
Figura 56. Formas de ondas de voltaje (lila) y y corriente (verde) en la resistencia de
carga vistas desde alta frecuencia
Figura 57: Voltaje y corriente en la conmutación durante las pruebas del balastro con
resistencia balastro con resistencia Figura 58: Detalle de la conmutación en el convertidor durante las pruebas del balastro
con resistencia
Figura 59: Diagrama esquemático del balastro diseñado para un esfuerzo de voltaje
máximo de 350 V
Figura 60: Forma de onda de la corriente y voltaje de la línea de CA a la entrada del
balastro
Figura 61: Voltaje (azul-verde) y corriente (azul marino) vistos desde baja frecuencia en
la resistencia de carga
Figura 62: Voltaje y corriente vistos desde alta frecuencia en la carga resistiva
Figura 63: Voltaje y corriente en el MOSFET del convertidor durante la conmutación
Figura 64: Detalle de la conmutación en el MOSFET de convertidor en la conmutación.
Figura 65: Balastro diseñado con ignitor para probar la lámpara
Figura 66: Ignitor modificado
xv
xvi
Lista de tablas
CAPITULO 3 Tabla 1. Comparación los valores de los armónicos 11 y 13 obtenidos en el modelado y la norma IEC 6000-3-2
CAPITULO 4 Tabla 2: Secuencia del diseño de balastro
CAPITULO 5 Tabla 3: Comparación del desempeño entre las implementaciones del conformador, el balastro con resistencia y los valores teóricos de la topología, para un esfuerzo de voltaje de 600 V en el MOSFET del convertidor.
Tabla 4: Evaluación comparativa del desempeño de las implementaciones del balastro con resistencia y los valores teóricos de la topología.
xvii
xviii
Nomenclatura
A Amper
C Condensador de la red RC
C1 Condensador de salida del devanado secundario en [16]
C6 Condensador del ignitor implementado
CA Corriente alterna
CC Condensador de entrada del impulsor
CD Corriente directa
Cig Condensador del ignitor modificado
CINV Condensador del inversor
CIINV Condensador inferior
CO Condensador de salida del convertidor “flyback”
COUT Condensador de salida del impulsor
CSINV Condensador superior del inversor
D Ciclo de trabajo del convertidor “flyback”
D7 Diodo del ignitor implementado
DC Diodo del convertidor
Ddesc Diodo de descarga de la compuerta del MOSFET
Dig Diodo del ignitor modificado
Dis Periodo de tiempo del en el que se presenta la discontinuidad en
el convertidor
DS Diodo del secundario del convertidor “flyback”
DX Lapso de tiempo en el que la inductancia LP del convertidor
“flyback” se descarga en la inductancia LS
DZ Diodo zener del impulsor
FCC Factor de cresta
FL Frecuencia de la línea alimentación sinusoidal de 60 Hz
FS Frecuencia de conmutación
f(t)INV Función de la onda cuadrada del inversor
xix
Hz Hertz
I1 Componente fundamental de la corriente de línea sinusoidal
iac(t) Corriente demanda de la fuente sinusoidal de 60 Hz
IAVGflyBF Corriente promedio del modelo promediado de 60 Hz
Iin Corriente sinusoidal rectificada pico
iin(t) Corriente instantánea que circula por los elementos del modelo
promediado de 60 Hz
IINpk Corriente pico en el inversor
ILPpk Corriente pico en la inductancia LP del convertidor “flyback”
In Componente
IPKBF Corriente pico en el modelo promediado
IRinv(t) Corriente instantánea en el inversor
IRinvRMS Corriente eficaz en el inversor
K Constante del divisor de voltaje entre las resistencias equivalentes
del inversor y del convertidor “flyback”
KV Kilo Volt (1000 Volts)
LP Inductancia del primario del convertidor “flyback”
LP_DR Bobina del primario del transformador del impulsor
LPTR Bobina del primario del transformador del inversor
LS Inductancia del secundario del convertidor “flyback”
LS_DR Bobina del secundario del transformador del impulsor
LSTR Bobina del secundario del transformador del inversor
m Relación entre voltajes rectificado pico y el voltaje de salida del
convertidor “flyback”
M1 interruptor superior izquierdo del inversor puente completo en [18]
M4 interruptor superior derecho del inversor puente completo en [18]
M2 interruptor inferior izquierdo del inversor puente completo en [18]
M3 interruptor inferior derecho del inversor puente completo en [18]
MC MOSFET del convertidor
MINV1 MOSFET superior del inversor
xx
MINV2 MOSFET inferior del inversor
mS mili Segundo
n Relación de vueltas del convertidor “flyback”
nC Componente enésima
nINV Relación de vueltas del transformador del inversor
PFI Potencia de entrada al convertidor “flyback”
PFO Potencia de salida del convertidor “flyback”
Pin Potencia de entrada al balastro
PLAMP Potencia consumida en la lámpara
PRINV Potencia disipada en la resistencia equivalente del inversor
q Cociente de resistencias entre la resistencia equivalente del
inversor y la resistencia equivalente del convertidor “flyback”, en
el modelo promediado
Q Relación entre la potencia de entrada al balastro y la
potencia de entrada manejada por el convertidor “flyback”
R Resistencia de la red RC
R11 Resistencia del ignitor implementado
RAUX Resistencia de estabilización
Rcompuerta Resistencia de compuerta del MOSFET
Relé NA Relevador normalmente abierto del ignitor modificado
Relé NC Relevador normalmente cerrado del ignitor modificado
RF Resistencia equivalente del convertidor “flyback” en el modelo
Rig Resistencia del ignitor modificado
RINV Resistencia equivalente del inversor en el modelo promediado de
60 Hz
RL Suma de las resistencias equivalentes del convertidor “flyback” y
del inversor
RLAMP Resistencia equivalente de la lámpara
RprimTR Resistencia reflejada de la resistencia equivalente de la lámpara
al primario del transformador del inversor
promediado de 60 Hz
xxi
Sidac Sidac del ignitor modificado
t Tiempo
T1 Transistor NPN del impulsor
T2 Transistor PNP del impulsor
TL Periodo de la frecuencia de alimentación línea sinusoidal de 60 Hz
TS Periodo de conmutación del convertidor “flyback”
VC Voltaje de salida del convertidor “flyback”
VCC Voltaje de alimentación del impulsor
Vin Voltaje sinusoidal rectificado pico
Vin(t) Voltaje instantáneo sinusoidal rectificado de la línea de 60 Hz
VINV Voltaje pico en el inversor
VINV(t) Voltaje instantáneo en el inversor
VLp Voltaje pico en la bobina LP del convertidor “flyback”
VLP(t) Voltaje instantáneo en el inductor LP
VMc Voltaje pico en el MOSFET del convertidor “flyback”
VO Voltaje de salida del transformador del inversor
VRMS Voltaje RMS o eficaz
W Watts
FLYη Eficiencia del convertidor “flyback”
INVη Eficiencia del inversor
μS micro Segundo
Ω ohms
ωC Frecuencia de corte de la red RC
ωL Frecuencia angular de la línea sinusoidal de 60 Hz
xxii
Lista de acrónimos LAID Lámpara de alta intensidad de descarga
HID Alta intensidad de descarga
FP Factor de potencia
DAT Distorsión armónica total
IEC Comisión internacional de electrotecnia
MCD Modo de conducción discontinuo
PSPICE Programa de simulación de circuitos eléctricos
MOSFET Transistor de efecto de campo de metal-óxido semiconductor
AWG Alambre calibre americano
xxiii
Capítulo 1
ANTECEDENTES
En este capítulo se presenta una breve introducción a las lámparas de alta intensidad de descarga y a sus sistemas de alimentación. Así mismo se menciona el problema de las resonancias acústicas y los métodos para eliminarlas. A partir de este contexto se muestran el planteamiento del problema, los objetivos y una breve descripción de este trabajo
1.1 Introducción
1.1.1 Lámparas
Una lámpara se define como un cuerpo que despide luz de acuerdo a [1].
Existen varias clases de lámparas como son las lámparas de gas, de petróleo o
combustible y las lámparas eléctricas. En la actualidad, las lámparas eléctricas
son las más utilizadas en la iluminación artificial en el mundo debido a que su uso
es más seguro que las lámparas de gas o combustible.
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
Una lámpara eléctrica es un dispositivo que emite luz artificial a partir de
que es alimentada con energía eléctrica. Los mecanismos para producir luz
artificial a partir de energía eléctrica son muy variados, pero los más usados se
dividen en dos tipos principalmente: las incandescentes y las de descarga [2]. A
continuación se describen las características generales de cada una de ellas [2]:
Lámparas incandescentes
Dentro de las fuentes incandescentes, las lámparas de filamento
incandescente son las principales fuentes de luz a partir de la energía eléctrica.
Estas consisten en una ampolla de vidrio que contiene el filamento (generalmente
de tungsteno) y un gas inerte o vacío en su interior. La luz se obtiene por agitación
térmica (calentamiento) de los átomos del material del filamento. El filamento se
lleva a la incandescencia por el paso de una corriente eléctrica, y se produce
emisión de radiación electromagnética en todas las longitudes de onda visibles. La
temperatura elevada del filamento hace que exista una gran cantidad de posibles
transiciones entre niveles energéticos de los electrones del material, que se está
calentado.
Lámparas de descarga
Esta clase de lámparas está formada por una ampolla de vidrio, un par de
electrodos y un gas de relleno. La ampolla de vidrio contiene en su interior un gas
de relleno y el par de electrodos por donde se alimenta a la lámpara con voltaje.
Para su funcionamiento, inicialmente se requiere la aplicación de un alto voltaje
para iniciar la emisión de luz (encendido), con ésto el gas pasa de ser un aislante
a un conductor. Posteriormente, se aplica una diferencia de potencial que genera
una corriente circulante por la lámpara. Esta corriente eléctrica genera choques
entre los electrones y los átomos del gas de relleno produciendo radiación
electromagnética. En la figura 1 se una clasificación de los diferentes tipos de
lámparas de descarga y su clasificación de acuerdo a [3]:
2
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
Figura 1. Clasificación de los diferentes tipos de lámparas de descarga
1.1.2 Lámparas de alta intensidad de descarga
Dentro de los diferentes tipos de lámparas de descarga están las lámparas
de alta presión, conocidas como lámparas de alta intensidad de descarga (LAID).
Como su nombre lo indica, la principal característica de estas lámparas es que el
gas de relleno se encuentra a una presión más alta que la atmosférica, ésto
ocasiona que el voltaje de arranque ó ignición sea de alrededor de 1 a 5 kV. La
Figura 2 muestra la estructura típica de una lámpara de vapor de sodio de alta
presión, en dicha figura se observan los distintos componentes que la constituyen
[3].
Figura 2. Estructura típica de una lámpara de alta intensidad de descarga.
3
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
De acuerdo al gas de relleno que tengan, las LAID se clasifican en 3 tipos
las cuales son:
• Lámparas de vapor de mercurio.
• Lámparas de halogenuros metálicos.
• Lámparas de vapor de sodio de alta presión.
1.1.2.1.- Lámparas de vapor de mercurio Contienen un gas inerte, casi siempre argón, al cual se le añaden gotas de
mercurio como gas de relleno. La pared interna está revestida por una capa de
fósforos que convierten la radiación infrarroja, característica de estas lámparas, en
luz visible; de esta forma se obtiene un índice de rendimiento de color aceptable.
Estas lámparas cuentan con un ignitor integrado externo que disminuye la tensión
de encendido a un valor aproximado de 220 VRMS. El uso típico de estas lámparas
es en la iluminación de comercios y supermercados.
1.1.2.2.- Lámparas de halogenuros metálicos.
Estas lámparas contienen una mezcla de mercurio a la que se le añaden
varios halogenuros metálicos. El objetivo de los halogenuros metálicos es
desplazar el espectro de radiaciones desde el ultravioleta al espectro visible. Dicho
desplazamiento vuelve innecesaria la utilización de una cubierta fluorescente en la
pared interior de la ampolla de vidrio. La ausencia de dicha cubierta fluorescente
implica menos etapas de conversión de energía radiante en luz visible, por lo que
se mejoran la eficacia lumínica y la reproducción cromática. Por otro lado, a
diferencia de las lámparas de vapor de mercurio este tipo de lámparas, no cuenta
con un ignitor integrado, por lo que la tensión de encendido se ubica un rango de
entre 1.5 kV a 5 kV. La ausencia del ignitor integrado aumenta la complejidad del
circuito de encendido ya que se demanda un voltaje más alto que el de las
lámparas de mercurio.
4
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
1.1.2.3.- Lámparas de vapor de sodio
Estas lámparas contienen vapor de sodio como gas de relleno. Esta clase
de lámparas no necesitan una cubierta fluorescente, debido a que la radiación
emitida por la descarga tiene una longitud de onda que es muy similar a la
correspondiente al color amarillo, por lo tanto cuentan con una eficacia lumínica
mayor que la de las lámparas descritas anteriormente. Sin embargo, lo limitado del
espectro de emisión conlleva a una mala reproducción del color. Por otro lado,
este tipo de lámpara presenta una vida útil mayor que la de las lámparas de vapor
de mercurio y de halogenuros metálicos. Debido a estas características la principal
aplicación de este tipo de lámparas se limita al alumbrado público y a la
iluminación vial. Las tensiones de encendido para esta clase de lámparas son de
alrededor de 3.5 kV.
1.1.2.4.- Funcionamiento de las lámparas de alta intensidad de descarga.
La emisión de luz la llevan a cabo por medio del fenómeno de la descarga
en gases. La descarga en gases consiste en hacer circular corriente eléctrica a
través del gas de relleno, por medio de una diferencia de potencial aplicada en el
par de electrodos. Al aplicar esta diferencia de potencial se emiten electrones que
tienen colisiones con los átomos del gas. Estas colisiones liberan energía que
pueden ser en forma de calor o en forma de radiación electromagnética (luz).
Durante estas colisiones los átomos del gas liberan electrones que se
vuelven a colisionar, generando un flujo de electrones intenso y por lo tanto una
corriente muy alta. Esta corriente pone en peligro a la lámpara por la gran cantidad
de energía liberada por las sucesivas colisiones. El aumento de la corriente que
circula por la lámpara ocasiona una disminución en la impedancia equivalente de
la lámpara. Esta disminución de la impedancia es denominada “impedancia
decremental negativa” ó “Resistencia negativa”, la cual está presente en todas la
LAIDS.
5
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
Para impedir que se destruya a la lámpara, debido a la impedancia
decremental negativa, se emplea una impedancia limitadora de corriente en serie,
para evitar que la corriente excesiva llegue a dejar inservible a la lámpara. Por lo
tanto es necesario que la lámpara cuente con un sistema externo con el que se
limite la corriente y se le alimente adecuadamente.
1.1.3 Sistemas de alimentación de lámparas de descarga
Para poder suministrar potencia adecuadamente a las LAIDS se requiere de
un sistema de alimentación que cumpla básicamente las siguientes funciones con
respecto a la lámpara [4]:
• Brindar una tensión suficientemente alta para el encendido.
• Limitar la corriente en la lámpara.
Estos sistemas de alimentación también deben cumplir las siguientes
recomendaciones con respecto a la red de alimentación [5]:
• Aprobar las normas de factor de potencia y distorsión armónica.
• Cumplir las especificaciones sobre contaminación armónica.
Al sistema de alimentación de la lámpara se le denomina balastro. La
palabra balastro proviene de ballast, palabra inglesa que significa constreñir [6]. La
función principal de un balastro es limitar la corriente que circula por la lámpara.
La mayor parte de los sistemas de alimentación de las LAIDS consisten en
balastros electromagnéticos. Estos tienen las siguientes ventajas: económicos,
simples y robustos. Sin embargo, recientemente se substituyen por balastros
electrónicos resonantes que consisten en un tanque resonante que alimenta a la
lámpara con ondas sinusoidales con frecuencias entre 20 KHz y 100 KHz.
6
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
Los balastros electrónicos basados en formas de onda sinusoidales, poseen
las siguientes ventajas con respecto a los electromagnéticos:
• Tamaño reducido.
• Mejor eficiencia.
• Factor de potencia más alto.
• Mayor regulación frente a variaciones en el voltaje de línea.
• Posibilidad de introducir inteligencia al balastro.
• Eliminación del efecto estroboscópico.
No obstante, la alimentación de LAID con balastros electrónicos
sinusoidales tiene un inconveniente: La aparición de resonancias acústicas. A
continuación se describe brevemente la naturaleza de dichas resonancias y
algunos de los métodos que se han propuesto para su eliminación.
1.1.4 Resonancias acústicas y métodos de eliminación
Las resonancias acústicas son cambios de presión en el gas de relleno de
las lámparas de alta intensidad de descarga que se presentan a determinadas
frecuencias características. Los cambios de presión producen fluctuaciones en el
arco de descarga que pueden generar efectos leves como fluctuaciones en la luz
producida hasta severos como la destrucción de la lámpara.
Las frecuencias características en las que aparecen las resonancias
acústicas están en función de la geometría de la lámpara, del gas de relleno, la
potencia, así como otros factores involucrados en la elaboración de la misma.
Para disminuir los efectos de las resonancias acústicas en la operación de la
lámpara se han propuesto diversas técnicas entre las que destacan las siguientes:
7
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
1.1.4.1.- Alimentación con corriente directa o a frecuencias extra altas
En [4] se plantea alimentar a la lámpara con corriente continua. Los
resultados reportados indican que no se presentaron resonancias acústicas. Sin
embargo, se afectó el rendimiento de la lámpara teniendo mala calidad de luz,
menor vida útil y una mala regulación de potencia.
En [7] se alimentó a la lámpara en frecuencias superiores a las que trabajan
los balastros electrónicos típicos (>150 KHz). Se logró evitar la aparición de
resonancias acústicas. No obstante, se tuvieron inconvenientes tales como altas
pérdidas en conmutación y los componentes del balastro se sobredimensionaron
por consiguiente resultaron más costosos.
1.1.4.2.- Métodos de detección de las resonancias acústicas
En [8]-[10] se proponen métodos de medición con los cuales se detecta
constantemente las resonancias acústicas. Al descubrir la presencia de
resonancias acústicas se cambia la frecuencia de alimentación de la lámpara, a
otra frecuencia en la que no se registren resonancias acústicas. La principal
desventaja de estos métodos radica en la dificultad de predecir exactamente de
manera fiable las frecuencias de operación libres de resonancias acústicas. En [8]
también se tuvieron problemas con el espectro de luz emitida.
1.1.4.3.- Modulación en frecuencia de la señal de alimentación
En [11] se propuso alimentar a la lámpara modulando en baja frecuencia la
señal de excitación. Este método resulta ser simple y efectivo para evitar
resonancias acústicas. Por lo que factores tales como el envejecimiento, el polvo y
defectos de fabricación pueden afectar las frecuencias características que inducen
la aparición de resonancias acústicas.
8
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
Debido a que las frecuencias características de las resonancias acústicas
dependen de factores que difícilmente se pueden controlar como: el
envejecimiento, el proceso y el material de fabricación del tipo de lámpara, los
métodos [4] [7] - [11] mencionados anteriormente resultan ser poco confiables.
1.1.4.4.- Alimentación con formas de onda cuadradas
En [12] se propuso alimentar a la lámpara con formas de onda de voltaje y
corriente cuadradas. Con éstas formas de onda no se observaron resonancias
acústicas en la lámpara, ya que la potencia en la lámpara es casi constante por la
forma de onda de voltaje y corriente, por lo que está exenta de modulaciones. En
contra parte, esta técnica de alimentación tiene la desventaja de constar de 4
etapas para su correcto funcionamiento [13]: el corrector de factor de potencia, el
estabilizador de la corriente en la lámpara, el inversor y el ignitor. En la figura 3 se
muestra el diagrama de un balastro de ondas cuadradas típico.
Figura 3. Balastro de ondas cuadradas
1.1.5 Ventajas de la alimentación de lámparas de alta intensidad de descarga con formas de onda cuadrada
La alimentación de las lámparas de alta intensidad de descarga con formas
de onda cuadradas, brindan los siguientes beneficios en comparación con la
alimentación con formas de onda sinusoidales [15]:
• Factor de cresta más bajo que un balastro sinusoidal.
• Se tiene una eficacia lumínica mayor.
• Evitan el fenómeno de resonancias acústicas.
9
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
Con estos beneficios la alimentación de la lámpara con formas de onda
cuadrada es una buena opción para alimentar a las lámparas de descarga. Se
aumenta la eficacia lumínica [15] y posiblemente el tiempo de vida útil, debido a
que el factor de cresta disminuye, en comparación con una onda sinusoidal.
Al comparar y analizar las ventajas y desventajas de la aplicación de ondas
cuadradas en LAIDS, el factor principal para aprovechar sus ventajas es el
desarrollo de un balastro integrado de formas de onda cuadrada que sea
competitivo en precio y eficiencia en relación con los balastros sinusoidales. De
ahí la pertinencia de este trabajo de investigación.
1.1.6 Balastros electrónicos integrados de formas de onda cuadrada
Con base en resultados reportados en la literatura [12]-[14] se concluye
que, hasta ahora, la utilización de ondas cuadradas es la opción más confiable
para evitar resonancias acústicas, aunque tiene la desventaja de requerir más
etapas para su implementación.
A diferencia de un balastro sinusoidal (ver figura 4) un balastro de ondas
cuadradas no cuenta con una red resonante que permita encender y estabilizar a
la lámpara. La falta de un estabilizador e ignitor naturales en un balastro de ondas
cuadradas obliga a buscar otras alternativas distintas a dicha red. Esto ocasiona
un incremento en el número de etapas de los balastros de ondas cuadradas.
Figura 4. Balastro resonante de alta frecuencia
10
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
Algunas investigaciones recientes [13] y [16] se han enfocado en reducir el
número de etapas de los balastros de ondas cuadradas, al integrar el estabilizador
al corrector del factor de potencia y al inversor respectivamente.
Esto con el objetivo de disminuir su costo; se busca hacerlos más competitivos en
relación a los balastros sinusoidales. Se pretende obtener un balastro más
económico, confiable, eficiente, con menos elementos y libre de resonancias
acústicas.
1.2 Planteamiento del problema Se ha propuesto alimentar a las LAIDS con diferentes técnicas: [4] [7]-[12]
para evitar la aparición de resonancias acústicas. Para la eliminación del
fenómeno, alimentar con formas de onda cuadrada [12] ha sido la opción más
confiable reportada en la literatura hasta ahora. No obstante, alimentar con ondas
cuadradas a las LAIDS tiene un inconveniente: el elevado número de etapas y
componentes que necesita el balastro de ondas cuadradas.
Un balastro de ondas cuadradas típico necesita 4 etapas: El corrector de
factor de potencia, el estabilizador de la corriente en la lámpara, el inversor y el
ignitor. Al necesitar 4 etapas, provoca que la cantidad de componentes se eleve al
igual que el precio en comparación a un balastro resonante típico. Para hacer más
competitivos a los balastros de ondas cuadradas se requiere reducir el número de
etapas. De forma que éstos puedan competir, en precio, con los balastros
electrónicos resonantes y electromagnéticos. Lo anterior se puede lograr mediante
la búsqueda de una nueva topología integrada de balastro de ondas cuadradas,
que reúna al menos 2 etapas necesarias en una sola. Encontrar dicha topología es
la problemática principal a resolver con este trabajo de tesis.
11
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
1.3 Objetivos
1.3.1 Objetivo general “Obtener una topología que integre al menos dos de las etapas básicas de
un de balastro de ondas cuadradas para alimentar lámparas de alta intensidad de
descarga, particularmente, lámparas de vapor de sodio con ignitor integrado”.
1.3.2 Objetivos particulares Para cumplir el objetivo de este trabajo, desglosó el objetivo general en las
siguientes metas intermedias:
• Investigar las posibles integraciones de etapas en balastros electrónicos
• Hacer una comparación entre las diversas publicaciones sobre balastros de
ondas cuadradas y evaluar las integraciones más convenientes.
• Proponer una o varias topologías de balastros de onda cuadradas y
evaluarlas para determinar su factibilidad y viabilidad.
• Sintetizar una metodología de diseño para balastro de forma de onda
cuadrada para lámparas de alta intensidad de descarga.
• Llevar a cabo la simulación de la topología diseñada.
• Probar y validar experimentalmente la topología diseñada.
• Validar y verificar experimentalmente la metodología de diseño y las
simulaciones realizadas.
• Describir en la tesis los resultados experimentales del prototipo, gráficas de
osciloscopios y mediciones importantes.
• Comparar los resultados con alternativas existentes
12
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
1.4 Presentación del documento
Este documento se divide en capítulos para su organización. En cada
capítulo se muestra cada uno de los diferentes pasos de la metodología utilizada
para llevar a cabo este trabajo. A continuación se muestra una breve descripción
de cada uno de los capítulos de los que consta este documento.
Capítulo 2
Se muestran los diferentes trabajos que se han reportado en la literatura
sobre balastros de ondas cuadradas. A partir de estos trabajos se deduce el
modelo simplificado de baja frecuencia (60 Hz) de la topología que se estudió,
analizó e implementó.
Capítulo 3
Se muestran los diferentes análisis hechos al modelo simplificado para
determinar el comportamiento de la topología visto desde la frecuencia de la señal
de alimentación para determinar si esta era una topología viable y factible.
Capítulo 4
Se lleva a cabo el análisis y diseño del balastro. Aquí se muestra como se
representó el modelo simplificado de baja frecuencia como un circuito eléctrico. Se
muestra la metodología de diseño y la simulación del balastro.
Capítulo 5
Se desarrolla la implementación del balastro. Se presentan y describen los
resultados experimentales obtenidos con esta topología.
Capítulo 6
Se presentan las conclusiones obtenidas y los trabajos futuros que le darían
continuidad este trabajo de tesis.
13
Capítulo 2
ESTADO DEL ARTE
En este capítulo se muestra una revisión del estado del arte en lo concerniente a balastros de ondas cuadradas y a los métodos de integración de balastros electrónicos. Así mismo, se presenta la deducción de la topología que se estudió en este trabajo. 2.1 Trabajos reportados en la literatura
En este capítulo se presenta una investigación del estado del arte acerca de
topologías de balastros electrónicos que operan con formas de ondas cuadradas y
trabajos acerca de la integración de etapas en balastros electrónicos, tanto de
formas de onda cuadradas, como aquellos que manejan formas de onda
sinusoidales. Como resultado de la investigación se muestran algunos de los
trabajos más representativos reportados en la literatura en años recientes. Con
base en el análisis de dichas referencias se propone un modelo simplificado con el
que es posible estabilizar la corriente en la lámpara y corregir factor de potencia
en una sola etapa.
Balastro electrónic integradoo alimentado con formas de onda cuadradas
El primer trabajo analizado es la referencia [13]. En este trabajo se propone
una topología integrada de balastro electrónico de ondas cuadradas de 2 etapas.
La primera etapa consiste en la unión del corrector del FP y del
estabilizador; la cual se constituye de la integración del convertidor “buck” y
“flyback”. La etapa estabilizadora-correctora opera en modo de conducción
discontinua, utiliza el convertidor “buck” para corregir el FP. En tanto el convertidor
“flyback” se encarga de estabilizar la corriente en la lámpara por medio de la
discontinuidad.
La segunda etapa se compone de un inversor tipo “flyback” bidireccional
que alimenta a la lámpara con formas de onda cuadradas de baja frecuencia (400
Hz). Este inversor cuenta con 1 devanado primario y 2 devanados secundarios.
Los autores reportan un factor de potencia de 0.95, eficiencia de 90% y una
DAT de 29%. Por otro lado, los tiempos muertos que aparecen en la corriente de
entrada afectan el factor de potencia y la DAT. En la figura 5 se muestra la
topología integrada.
Figura 5. Topología integrada de balastro electrónico de ondas cuadradas
16
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
En [16] se presentó un balastro de ondas cuadradas para aplicaciones
automotrices, en el que se integraron las etapas del estabilizador y el inversor (ver
figura 6). El estabilizador-inversor consiste en un convertidor “flyback”
bidireccional, con 2 primarios, y un interruptor auxiliar en el secundario.
El balastro automotriz opera como un convertidor “flyback” en MCD que
periódicamente conmuta entre los 2 devanados primarios, de esta manera se tiene
la acción inversora. En el secundario se tiene un interruptor auxiliar que actúa
cuando las bobinas primarias transmiten energía al devanado secundario. El
condensador C1 suministra potencia a la lámpara durante los intervalos en que las
bobinas del primario almacenan energía. Por medio de la discontinuidad del
convertidor se limita la corriente en la lámpara.
Sin embargo, las pérdidas del balastro, debido a la operación en modo de
conducción discontinuo en alta frecuencia disminuyen la eficiencia, lo cual es una
desventaja de esta topología.
Figura 6. Topología integrada de balastro electrónico automotriz de ondas cuadradas
17
Balastro electrónic integradoo alimentado con formas de onda cuadradas
En [17] se presenta una topología resonante, en la que se integró el
corrector del factor de potencia con el inversor. Para ello se utilizó un conformador
de corriente paralelo basado en el convertidor “flyback”. Para realizar el análisis se
propuso un modelo simplificado de baja frecuencia, como el que se muestra en la
figura 7.
Figura 7. Modelo simplificado del conformador de corriente usado en [17]
Para representar a la resistencia del convertidor se utilizó un convertidor
CD-CD tipo “flyback”, que opera en modo de conducción discontinuo. La función
del convertidor “flyback” es corregir el factor de potencia. La salida del convertidor
VS corresponde a una fuente de CD que está en serie con el inversor resonante.
Éste se alimentó con 2 fuentes de voltaje; la sinusoidal rectificada y una fuente de
CD que corresponde a la salida del convertidor. En esta topología se llevó a cabo
la integración entre el inversor resonante y el conformador para tener un balastro
de una etapa. En la figura 8 se muestra el balastro resultante.
18
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
Figura 8. Balastro resonante presentado en [17]
Las principales ventajas de esta topología reportadas por los autores son
una eficiencia de 93 %, que se obtiene debido a que el convertidor “flyback”
procesa sólo una parte de la energía que recibe la lámpara. El factor de potencia
obtenido fue de 99 % y se logró aprobar la norma de armónicos IEC 6000-3-2. La
desventaja principal de esta topología es el valor del factor de cresta, cuyo valor
es 1.6, el cual es cercano al límite máximo recomendado que es de 1.8.
En [3] se presenta un balastro electrónico, para lámparas de halogenuros
metálicos, de ondas cuadradas de 2 etapas. La primera etapa consta de un
convertidor CD-CD “flyback” que actúa como un estabilizador de la corriente en la
lámpara. La segunda etapa consta de un inversor puente completo con el ignitor.
El inversor alimentó a la lámpara con ondas cuadradas de baja frecuencia (400
Hz). En la figura 9 se muestra el balastro.
Las ventajas principales de este balastro son que se logró arrancar y
estabilizar a la lámpara sin cerrar el lazo de control, y que se obtuvo una eficiencia
superior al 90%. Sin embargo, esta topología requiere la adición de un corrector
del factor de potencia para su correcto funcionamiento.
19
Balastro electrónic integradoo alimentado con formas de onda cuadradas
Figura 9. Balastro de ondas cuadradas presentado en [3]
En [18] se propone un balastro electrónico que cuenta con 2 etapas. La
primera etapa es un convertidor CD-CD “buck” utilizado para corregir el factor de
potencia, y proporcionar un voltaje de corriente directa o bus de CD.
La segunda etapa es un inversor no resonante basado en el convertidor
CD-CD “buck-boost”, el cual funciona como una fuente de corriente, con lo cual se
estabiliza la lámpara. En la figura 10 se muestran estas etapas.
10.A Etapa de entrada 10.B Etapa de salida
Figura 10. Etapas del balastro presentado en [18]
20
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
Cabe mencionar que aunque se alimentó a la lámpara con formas de ondas
cuadradas o cuasi cuadradas la eliminación de resonancias acústicas en este
balastro se llevó a cabo al aplicar formas de onda que proveen un espectro de
potencia en el que cada armónico de potencia se encuentra debajo del nivel de
activación de la resonancia acústica. A continuación se describe el método de
control utilizado en el balastro para evitar resonancias acústicas.
Para evitar la presencia de resonancias acústicas se implementó una etapa
de control que consistió en sensar y controlar la corriente pico del inversor y el
voltaje del “bus” de CD. Se controlaron ambas variables al modificar el ciclo de
trabajo del convertidor “buck” y del inversor de corriente, por medio un control PI.
Finalmente, no se encontraron resonancias acústicas. El factor de potencia
obtenido fue de 0.96, se logró aprobar la norma europea de armónicos y factor de
potencia y la eficiencia fue del 84%.
En [19] se presenta un balastro electrónico que consta de 3 etapas: el
ignitor, un convertidor “boost” y un inversor. En este trabajo se consiguió alimentar
a la lámpara con ondas cuadradas que presentaron una modulación pequeña, la
cual, de acuerdo a los autores no fue suficiente para excitar resonancias
acústicas.
La etapa de control resultó ser compleja y voluminosa. La eficiencia fue de
alrededor del 70%. Sin embargo, en este trabajo se demostró que es posible
alimentar a las lámparas de alta intensidad de descarga con ondas cuadradas sin
que presenten resonancias acústicas. En la figura 11 se muestra este balastro.
21
Balastro electrónic integradoo alimentado con formas de onda cuadradas
Figura 11. Balastro presentado en [19]
En [20] se presentó un balastro electrónico de 2 etapas (ver figura 12).
Estas etapas son: El corrector del factor de potencia y un inversor que alimenta a
la lámpara con formas de onda cuadradas de baja frecuencia. El inversor tiene 2
modos de operación (ver figura 13).
En el modo 1 el interruptor M3 está encendido y M2 está apagado, M1
opera en modo de modulación del ancho del pulso (PWM) en alta frecuencia. El
ciclo de trabajo se controla mediante un control de corriente constante. En el modo
2 M4 se encuentra encendido y M1se encuentra apagado, M2 opera en alta
frecuencia en modo PWM y el ciclo de trabajo se controla igual que en el modo 1.
Este balastro esta diseñado para que estabilice a la lámpara en estado
estable. El encendido se hace con un transformador y un circuito auxiliar.
22
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
Figura 12. Balastro presentado en [20]
Figura 13. Modos de operación del balastro presentado en [20]
2.2 Deducción de la topología propuesta
A partir de la revisión del estado del arte, se decidió llevar a cabo la
integración del estabilizador y el corrector del FP, ya que ambas etapas pueden
ser implementadas al mismo tiempo en un convertidor CD-CD. En [5] se demostró
que un convertidor CD-CD que opera en modo de conducción discontinuo (MCD)
puede estabilizar la corriente en la lámpara en lazo abierto. Por otro lado, un
convertidor CD-CD en MCD se comporta como un emulador de resistencia, al
corregir naturalmente el factor de potencia [21].
23
Balastro electrónic integradoo alimentado con formas de onda cuadradas
Con base en estas 2 condiciones se infirió que un convertidor CD-CD puede
estabilizar y corregir el factor de potencia al mismo tiempo en lazo abierto.
Por otro lado, en [3] se muestra una topología que utilizó un conformador de
corriente con el que se obtuvieron resultados buenos en cuanto a eficiencia, factor
de potencia, distorsión armónica y factor de cresta. También en este trabajo se
mostró la integración de etapas al reducir el balastro de 2 a 1 etapa.
Dada la funcionalidad de un convertidor CD-CD trabajando en MCD y los
resultados obtenidos con el conformador de corriente en [3], en este trabajo se
propone un modelo promediado a 60 Hz de la topología. El modelo promediado
propuesto es una representación simplificada del balastro. En él se alimenta a la
lámpara con ondas cuadradas de alta frecuencia moduladas en baja frecuencia. El
modelo promediado de la topología se muestra en la figura 14.
Figura 14. Modelo promediado a 60 Hz propuesto para el balastro electrónico integrado
El modelo promediado se compone de 2 resistencias y 2 fuentes de voltaje.
La resistencia del convertidor (RF) representa la impedancia de entrada del
convertidor CD-CD que funciona en modo discontinuo “vista por el circuito
rectificador” a 60 Hz; su función dentro del circuito es corregir el factor de potencia
y limitar la corriente en la lámpara. La resistencia RINV corresponde al inversor y la
lámpara “vistos por el convertidor CD-CD” a una frecuencia también de 60 Hz.
24
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
En tanto, la fuente de voltaje Vin(t) es el voltaje sinusoidal de línea y la
fuente VC es el voltaje de salida del convertidor CD-CD. Cabe mencionar que este
modelo promediado es válido únicamente para el funcionamiento en estado
estable del balastro y para una frecuencia de 60 Hz.
La implementación de este modelo es posible con diferentes tipos de
convertidores e inversores para cada unos de sus elementos. La resistencia del
convertidor RF se puede implementar con cualquier convertidor que actúe como un
resistor libre de pérdidas. Convertidores como el “boost”, “buck-boost”, “cùk”,
“sepic”, “zeta” y “flyback” pueden ser utilizados. Estos convertidores, bajo ciertas
condiciones, se comportan como emuladores de resistencia. En tanto, la
resistencia del inversor (RINV) es posible implementarla con cualquier tipo de
inversor que no altere la forma de onda de corriente en el convertidor CD-CD.
Por consiguiente este modelo puede dar lugar a varias topologías. Para
este trabajo se eligió, de entre los diversos convertidores existentes, al convertidor
“flyback” para representar la resistencia de entrada del convertidor. Esto por su
simplicidad y aislamiento galvánico. En tanto el inversor que se eligió fue el medio
puente por su simplicidad.
A continuación se presentan algunas topologías que se derivan de este
modelo al utilizar el convertidor “flyback” y al variar el tipo de inversor.
25
Balastro electrónic integradoo alimentado con formas de onda cuadradas
En la figura 15 se muestra la topología puente completo derivada del
modelo promediado propuesto.
Figura 15. Topología puente completo derivada del modelo promediado
En la figura 16 se muestra la topología medio puente derivada del modelo
promediado propuesto.
Figura 16. Topología medio puente derivadas del modelo promediado
26
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
En la figura 17 se muestran las topologías con inversor tipo “push pull” con
divisor de voltaje, que se derivan del modelo promediado de 60 Hz.
Figura 17. Topología derivada del modelo promediado con inversor push pull con divisor de voltaje
En la figura 18 se muestran las topologías con inversor tipo “push pull” que
se derivan del modelo promediado de 60 Hz.
Figura 18. Topología derivada del modelo promediado con inversor push pull
27
Balastro electrónic integradoo alimentado con formas de onda cuadradas
Por último se muestra la integración de uno de los devanados primarios del
inversor push pull al convertidor. Con esto se elimina unos de los interruptores del
inversor y se obtiene un circuito con 2 interruptores con un nuevo tipo de inversor.
Figura 19: Topología derivada del modelo promediado 2 interruptores
28
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
2.3.- Conclusiones y observaciones En este capítulo se presentó la revisión del estado del arte en torno a
balastros electrónicos de ondas cuadradas y la integración de etapas que
componen dichos balastros. Se han propuesto en la literatura diversas topologías
de balastros de ondas cuadradas que presentan eficiencias mayores al 90%,
factor de potencia superior a 0.95 y el cumplimiento de la norma europea de
armónicos IEC 6000-3-2.
Sin embargo, la mayoría de las topologías presentadas en el estado del arte
cuentan con el corrector del factor de potencia como etapa adicional. En algunas
aplicaciones, como los balastros automotrices, el corrector del factor de potencia
no es necesario, pero en balastros alimentados desde la línea de CA, el corrector
es un elemento necesario.
De acuerdo a [17] con el uso de un conformador de corriente es posible
corregir el factor de potencia. A partir de este trabajo, con ciertas modificaciones,
se propuso un modelo promediado a 60 Hz con el que es posible corregir el factor
de potencia y estabilizar la corriente en la lámpara.
El modelo promediado consta de 2 resistencias y 2 fuentes de voltaje. Una
resistencia corresponde a un convertidor CD-CD que se encarga de estabilizar la
corriente en la lámpara al estar en serie con ella. La resistencia del inversor
corresponde al inversor en donde se ubica la carga, en el caso del balastro, la
lámpara. Mientras que las fuentes son la fuente sinusoidal rectificada y otra la
salida del convertidor; la cual es una fuente de corriente directa o CD.
En el capítulo siguiente, se muestra el análisis hecho al modelo promediado
de 60 Hz para determinar la viabilidad de esta topología.
29
Balastro electrónic integradoo alimentado con formas de onda cuadradas
30
Capítulo 3
ANÁLISIS DEL MODELO PROMEDIADO A 60 Hz
En este capítulo se presenta el análisis del modelo propuesto en el capítulo anterior. En este análisis se evalúa el contenido armónico del circuito, el flujo de energía, el factor de cresta y la estabilidad del balastro en baja frecuencia. Con base en estos parámetros se verifica la viabilidad y la factibilidad de implementar el modelo promediado como balastro electrónico de formas de onda cuadradas. En este capítulo se presenta el análisis del modelo promediado a 60 Hz.
Este análisis tiene como objetivo general determinar el comportamiento del
modelo promediado de 60 Hz. Para obtener dicho comportamiento se realizaron 4
tipos de análisis basados en [17]: evaluación de potencias, distorsión armónica,
factor de potencia y factor de cresta. Esto con la finalidad de determinar si esta
topología es eficiente y cumple con los requerimientos de las normas
internacionales en cuanto a factor de potencia y distorsión armónica, y la
recomendación de factor de cresta.
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
Para realizar los diferentes análisis de este capítulo, se designó una
variable en común que servirá de referencia para compararla con los diferentes
parámetros que se cuantificarán (eficiencia, DAT, FP y factor de cresta). Esta
variable es la relación entre el valor pico del voltaje sinusoidal de entrada y el
voltaje en CD de salida del convertidor “flyback”. A esta relación se le designará
como m y se definirá de la siguiente manera:
in
c
VmV
= ………………………………..………………………………..(1)
Donde:
Vin = Voltaje sinusoidal rectificado pico
Vc = Voltaje máximo de salida del convertidor flyback
3.1.- Evaluación de la estabilidad
La función principal de un balastro es limitar la corriente en la lámpara para
que ésta no se destruya o se dañe irreversiblemente por la impedancia
decremental negativa. En este trabajo se propone estabilizar la corriente en la
lámpara con un convertidor CD-CD, cuyo comportamiento promediado a 60 Hz
corresponde al de una resistencia libre de pérdidas como la que se muestra en la
figura 20 (RF), se le llama así debido a que la potencia que “disipa” se transfiere a
la fuente de voltaje VC y de allí se regresa a la carga del circuito equivalente
formada por RF y RINV. En el modelo promediado esta resistencia se encarga de
estabilizar la corriente en la lámpara ya que al estar en serie con RINV limitará de
manera natural la corriente sin necesidad de un control en lazo cerrado.
32
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
Figura 20. Modelo promediado a 60 Hz
El análisis de la estabilidad en el modelo promediado del balastro (figura 17)
se realiza con base las relaciones de impedancias (q) y la relación de voltajes (m).
Esto con el fin de simplificar el diseño y análisis de la estabilidad.
Matemáticamente la relación de impedancias está definida por:
inv
F
RqR
= ………………………………………….………………….(2)
En donde:
q = Relación de impedancias
RINV = Resistencia del inversor
RF = Resistencia del convertidor
De acuerdo con [22] y [15], la estabilidad de la corriente en la lámpara se
reduce a la relación de impedancias (q). En [22] se afirma que dicha relación debe
ser menor o igual a 1, pero de acuerdo con [15] dicho valor puede tener un valor
máximo que se ubique en un rango de entre 1 y 3, en función del tipo de lámpara y
del nivel de “dimming” o control de intensidad luminosa que se le aplique.
En el análisis de la estabilidad que se va a realizar al modelo equivalente de
la figura 20, se busca una expresión que relacione el cociente de voltajes m con la
relación de impedancias q. El objetivo es encontrar los valores reales de m en los
que es posible mantener la estabilidad en el balastro, por lo que se encontrará una
expresión de q en función de m.
33
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
El análisis comienza al calcular las potencias de entrada y salida de la
resistencia del convertidor “flyback” (RF) (la potencia de la fuente VC es la potencia
de salida del convertidor) como se muestra a continuación:
Con base en el modelo promediado, se calcula la corriente instantánea en
el circuito iin(t) , la cual esta dada por:
( )( ) in c
inF inv
V t Vi tR R
+=
+……………………………………………………….(3)
De acuerdo a la definición de potencia promedio, la potencia de salida del
convertidor “flyback” PFO es la siguiente:
0
1 ( )T
FO cP V i tT
= ∫ dt …………………………………………………..……(4)
Al sustituir (2) en (3) y la ecuación (3) en (4) se tiene:
0
1 ( ( ))(1 )
Tc
FO c inINV
qVP VR q T
⎛ ⎞= ⎜ ⎟+⎝ ⎠
∫ V t dt+ ……………………………..……(5)
Al sustituir (1) en (4), definir Vin(t) = Vin sen (ωLt) y resolver la integral, se
obtiene la expresión para la potencia de salida de la fuente VC:
2
2
2 1( )
inFO
inv F
V mPm R R π
⎡ ⎤= +⎢ ⎥+ ⎣ ⎦…………………………...……………….(6)
Por otro lado, de acuerdo a la definición la potencia de entrada al
convertidor “flyback” PFI está dada por:
2
0
1 ( ( ))T
FI in FP i t RT
= ∫ dt (7)
34
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
Al sustituir (2) y (3) en (7) se tiene que:
2
20
1 1 ( ( ))(1 )
T
FI c inINV
P VR q T
⎛ ⎞= +⎜ ⎟+⎝ ⎠
∫ V t dt (8)
Al sustituir Vin(t) = Vin sen (ωLt), la ecuación (1) en la ecuación (8) y resolver
la integral, la potencia de entrada al convertidor “flyback” está dada por:
2 2
2 2
8 2(1 ) 2
inFI
F
V m mPq R m
π ππ⎡ ⎤+ +
= ⎢ ⎥+ ⎣ ⎦………………………………………..(9)
La eficiencia del convertidor “flyback” se define como:
FO
FIFLY
PP
η = ……………………………….…………………………..(10)
Al sustituir las ecuaciones (6) y (9) en la ecuación (10) se obtiene que la
eficiencia del convertidor “flyback” es igual a:
2
2(2 )(1 )( 8 2FLY
m qm m )
πηπ π
+ +=
+ +…………………………………………………..(11)
De (11) se tiene la siguiente expresión para q:
2( 8 2 ) 12(2 )
FLYm mqm
π π ηπ
+ +=
+− …………..…………………………………(12)
En la figura 21 se muestra la gráfica de q contra m para una eficiencia del
convertidor “flyback” de 96% (sin considerar pérdidas en conducción). El factor q
elegido debe ser igual o menor a 1.5 [15], para asegurar la estabilidad en la
lámpara que es de vapor de sodio.
35
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
El valor de q que se eligió es de 1.2 para disminuir las posibilidades de que
la lámpara presente inestabilidades durante su operación en el estado estable.
Finalmente, el valor de m correspondiente a una q de 1.2 es de 1.8
Figura 21. Gráfica de q vs. m: ec 12
3.2.- Evaluación de potencias
Con este análisis se determina la relación entre la potencia manejada por el
convertidor “flyback” y la potencia entregada por la fuente de alimentación
sinusoidal. Es conveniente que el convertidor “flyback” maneje la menor cantidad
de potencia posible, para conseguir altas eficiencias.
Para cumplir el objetivo anterior, primero se encontrará una expresión para
la potencia de entrada al modelo de la figura 20 en función del voltaje pico de
entrada. Posteriormente esta ecuación se relacionará con la potencia procesada
por la resistencia equivalente RF del convertidor, para de esta forma encontrar la
relación de potencias del circuito.
36
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
Para calcular la potencia de entrada, la corriente de línea de CA viene dada
por la siguiente ecuación:
1( ) ( ) 0(1 )
inac L L
F
Vi t sen t tq R m
ω ω⎡ ⎤= +⎢ ⎥+ ⎣ ⎦π≤ ≤ Medio ciclo positivo (13)
1( ) ( ) 2(1 )
inac L L
F
Vi t sen t tq R m
ω π ω π⎡ ⎤= − ≤⎢ ⎥+ ⎣ ⎦≤ Medio ciclo negativo (14)
Calculando la potencia de entrada por medio de la fórmula general:
0
1 ( ) ( )T
in in inP V t i tT
= ∫ dt …………………………………………………((15)
Si se sustituye (3) en (15) se tiene:
0
( )1 ( )T
in cin in
INV F
V t VP V tT R R
⎛ ⎞+= ⎜ +⎝ ⎠
∫ dt⎟ …………………………………………((16)
Al sustituir (1), (2) y Vin(t) = Vin sen (ωLt) se tiene que:
( ) ( )2 2
2
0 0
( ) ( )1 1( 1) ( 1)
T Tin in
in L LINV INV
q V q VP sen t dtT R q T R m q
ω ω⎛ ⎞ ⎛ ⎞
= +⎜ ⎟ ⎜ ⎟+ +⎝ ⎠ ⎝ ⎠∫ ∫ sen t dt …………(17)
Al resolver las integrales se obtiene la siguiente expresión para la potencia
de entrada:
2
2
2(2 ) 4( 8 2 ) 2
inin
F F
V m mPR m m m
π ππ η π π⎡ ⎤+ +⎡ ⎤= ⎢ ⎥ ⎢ ⎥+ + ⎣ ⎦⎣ ⎦
………………………………..…… (18)
37
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
La relación de potencias dada por el cociente de la potencia de entrada al
flyback y la potencia de entrada al balastro se define como:
FI
in
PQP
= ………………………………………………………(19)
Después de algunas sustituciones se obtuvo la expresión de Q, que indica
la potencia manejada por el convertidor “flyback”, se muestra a continuación:
2(2 )( 4F
mQm m )
πη π
+=
+……………………………………………………(20)
Como se puede ver en la figura 22 para un factor m de 1.8, la potencia
manejada por el convertidor dada por la variable Q, es 0.82. Un factor m de 1.8
da como resultado que cerca del 20 % de la energía pase directamente de la
fuente a la carga.
Figura 22. Gráfica de Q vs. m: ec 20
38
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
El flujo de la potencia de entrada hacia la carga se muestra en la figura 23.
Figura 23. Flujo de potencia de la fuente a la carga en el sistema propuesto
A comparación de un sistema convencional (ver figura 24), el flujo de
potencias en el sistema propuesto tiene una eficiencia más alta. Por ejemplo en
este caso si se considera una eficiencia del convertidor “flyback” de 0.96 y una
eficiencia del inversor de 0.98 se tendrían eficiencias de 0.964 y 0.94 para el
sistema propuesto y el sistema convencional respectivamente.
Figura 24. Flujo de potencia de la fuente a la carga en un sistema convencional
Se tiene que el sistema propuesto es más eficiente que un sistema
convencional, conectado en cascada si se tienen las mismas eficiencias en el
convertidor y el inversor.
39
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
3.3.- Análisis y evaluación de la distorsión armónica total (DAT), y del factor de potencia (FP) Este análisis tiene el objetivo de encontrar el contenido armónico de la
corriente de la fuente sinusoidal de CA y así determinar la distorsión armónica total
(DAT) y el factor de potencia (FP) del balastro.
Para conocer el contenido armónico de la corriente de línea es preciso
encontrar una ecuación que describa la evolución de la corriente en el tiempo.
Esta ecuación debe estar en función del cociente del voltaje rectificado pico de
línea Vin y del voltaje pico de salida del flyback VC para hacer más sencillo el
diseño del balastro.
Para calcular los componentes armónicos de la corriente de entrada la
corriente instantánea se puede expresa en series de Fourier de la forma:
1,2,3..( ) ( ( ) ( ))ac CD n nn
i t I a Cos n t b Sen n tω ω∞
== + +∑ (21)
La corriente de entrada de CA está dada por la ecuación (13). Al obtener las
componentes enésimas, la relación In/I1 queda:
1
4( 4
nII n mπ=
)+ (22)
La expresión para encontrar la distorsión armónica total queda como:
2100
3
4( 4)n
DATn mπ=
⎡ ⎤= ⎢ ⎥+⎣ ⎦∑ (23)
40
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
Por otro lado, el factor de potencia está dado por la siguiente expresión:
2
1
1100
FPDAT
=⎛ ⎞+ ⎜ ⎟⎝ ⎠
(24)
En las figuras 25 y 26 se muestran las gráficas de la DAT y el FP en función
de m. En tanto en la figura 25 se muestra una comparación de las armónicas
impares obtenidas con la normal IEC 61000-3-2
En la figura 25 se muestra la gráfica del FP contra la relación de voltajes m.
Para valores más altos de m el factor de potencia se eleva. Para el valor de m
igual a 1.8 se tiene un FP de 0.98. Este se considera un valor razonablemente alto
ya que las normas americana y mexicana exigen un factor de potencia mayor a
0.95.
Figura 25. Gráfica del FP contra m: ec 19
41
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
En la figura 26 se muestra la gráfica de la distorsión armónica total (DAT)
contra la relación de voltajes m. Como se puede ver en la figura 26 un valor mayor
de m disminuye la distorsión armónica total.
De acuerdo al valor de m elegido, que es igual a 1.8, la DAT es de 19.6 %.
Esta es una distorsión menor a la distorsión máxima que permiten las normas
internacionales, como la norma IEC 61000-3-2, que es de alrededor del 30 %.
Figura 26. Gráfica de la DAT contra m: ec 18
En la figura 27 se muestra la comparación de los armónicos impares, del 3
al 23, obtenidos en el modelo promediado y los valores de armónicos máximos
definidos por la norma IEC-61000-3-2. La gráfica se obtuvo para m = 1.8 y en ella
se observa que los armónicos 11 y 13 no pasaron la norma.
42
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
Figura 27. Comparación entre los armónicos del modelo simplificado y la norma IEC 61000-3-2.
En la tabla 1 se muestra los armónicos que no aprobaron la norma IEC
61000-3-2. Se tiene que el armónico 11 se excedió al tener un 25 % más que el
valor máximo permitido por la norma. En tanto el armónico 13 se excedió
ligeramente el valor máximo en un 6 %. Los valores de los armónicos 11 y 13
podrían disminuir con un incremento del valor de m. Sin embargo, dicho
incremento ocasionaría un aumento en el valor de la relación de impedancias q, lo
cual puede provocar inestabilidades en la corriente de la lámpara.
Tabla 1. Comparación los valores de los armónicos 11 y 13 obtenidos en el modelado y la norma IEC 61000-3-2
NÚMERO DE ARMÓNICO
VALOR OBTENIDOEN EL MODELADO
VALOR MÁXIMO NORMA IEC 61000-3-2
DIFERENCIA ENTRE MODELADO Y NORMA IEC
11 3.76 3 25.33 % 13 3.18 3 6 %
43
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
3.4.- Análisis y evaluación del factor de cresta El factor de cresta (FCC) se define como la relación entre el valor pico y el
valor promedio de una señal. Este parámetro es una referencia para estimar el
tiempo de vida útil de una lámpara. Una señal con un factor de cresta más alto
reduce la vida útil de la lámpara por ejemplo una lámpara alimentada con un FCC
de 1.8, reduce su tiempo de vida a un 75 % del que tendría si fuera alimentada
con una señal sinusoidal que tiene un FCC de 1.44 [6].
En este caso el voltaje aplicado al inversor se puede expresar por: KVin sen (ωLt) + KVc como se muestra en la figura 28. En donde K es una constante del
divisor de voltaje entre la resistencia del convertidor y la resistencia del inversor. El
voltaje de CA a la entrada de la lámpara oscila a la frecuencia de conmutación y
tiene una envolvente proporcional a la amplitud de la señal rectificada.
a) Voltaje aplicado al inversor b) En la carga en la carga
Figura 28. Voltaje aplicado al inversor y voltaje en la carga del inversor
Con base en lo anterior, el voltaje en el inversor está dado por:
( ) ( ( )) ( )LRinv C IN INVV t KV KV Sen t f tω= + (25)
En donde : f(t) = onda cuadrada del inversor
44
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
Si se considera que el conjunto inversor-lámpara tiene un comportamiento
resistivo la corriente en el inversor está dada por:
( ( ))( ) ( )LC IN
Rinv INVINV F
KV KV Sen tI t
R Rf t
ω+=
+ (26)
El valor eficaz de dicha señal por definición:
[ ]2
0
( )LRinvRMS RinvI I t d
πωπ
= ∫ t (27)
Sustituyendo (21) en (22) y al resolver queda:
2 2 8 2
2RMS
inRinv
I m mIm
π ππ
⎡ ⎤+ += ⎢ ⎥
⎢ ⎥⎣ ⎦ (28)
El valor de la corriente pico está en función de m y está definido por la
siguiente expresión:
( 1inINpk
I mIm
)+= …………………………………………………….(29)
Por último la expresión del factor de cresta Ipk/IRMS queda:
2
2 ( 1)8 2mFCC
m mπ
π π+
=+ +
………..…………………………………(30)
45
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
En la figura 29 se muestra la gráfica de la ecuación (30) correspondiente al
factor de cresta.
Figura 29. Gráfica del factor de cresta (FCC) contra m. ec 25
El valor del factor de cresta para un factor m de 1.8 es de 1.26. Éste es un
valor menor al valor máximo de factor de cresta recomendado y al valor de una
forma de onda sinusoidal, cuyos valores son de 1.8 y 1.4142 respectivamente.
A continuación se muestra un ejemplo de simulación del modelo
promediado, en donde se comprobaron los análisis hechos de evaluación de
potencias, distorsión armónica, y factor de potencia y factor de cresta.
46
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
3.5.- Simulación del modelo
Para el cálculo de los elementos del modelo se requiere proponer los
siguientes parámetros:
• Proponer una relación de voltajes m o una relación de resistencias q dada
de acuerdo a las necesidades que se tengan
• Definir la potencia en la carga y voltaje pico sinusoidal de entrada
El valor de la resistencia del inversor se obtiene de la siguiente expresión:
2 2
2
( ) 8 2( ( 1)) 2
ININV
LAMP
qV m mRP m q
π ππ
⎡ ⎤+ += ⎢ ⎥+ ⎣ ⎦
……………………………….(31)
La resistencia del convertidor se obtiene con la siguiente ecuación:
INV FR qR= ………………………………………….………………….(32)
Para la simulación del modelado se propuso una relación de resistencias q
de 1.2. Esto de acuerdo a [15] en donde se da este valor como próximo al límite
de estabilidad en lámparas de vapor de sodio que operan en alta frecuencia.
El factor m que se obtuvo fue de 1.8. Se considera una eficiencia unitaria y una
potencia de la lámpara de 70 W. En la figura 30 se muestra el circuito esquemático
en PSPICE para su simulación.
0
RF
520
RINV
624
Vc 173
Vin
FREQ = 60
VAMPL = 311
VOFF = 0
D2
D3 D4
D1
Figura 30. Esquemático en PSPICE del modelo a 60 Hz para su simulación
47
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
A continuación se muestran los resultados obtenidos en la simulación del
modelo promediado a 60 Hz.
El Factor de potencia obtenido en la simulación se muestra en la figura 31.
El factor de potencia obtenido es de 0.98 valor que es muy cercano al obtenido en
los análisis matemáticos hechos que fue de 0.981.
Time
1.900s 1.910s 1.920s 1.930s 1.940s 1.950s 1.960s 1.970s 1.980s 1.990s1.895s 2.000s-avg(V(D1:1,D4:2)*I(Vin))/(rms(V(D1:1,D4:2))*rms(I(Vin)))
980.0m
990.0m
975.8m
1000.0m
Figura 31. Factor de potencia obtenido en el modelo a 60 Hz en simulación.
En la figura 32 se muestra la corriente que circula por la fuente sinusoidal.
Esta tiene una componente sinusoidal más una componente de corriente directa.
48
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
Time
1.956s 1.960s 1.964s 1.968s 1.972s 1.976s 1.980s 1.984s 1.988s 1.992s 1.996s 2.000sI(Vin)
-500mA
-250mA
0A
250mA
437mA
Figura 32. Corriente en de la fuente sinusoidal en el modelo a 60 Hz en simulación.
La forma de onda de la corriente en las resistencias del convertidor y del
inversor se muestra en la figura 33. La forma de onda de la corriente es una
sinusoidal rectificada más una componente de corriente directa.
Time
1.98000s 1.98500s 1.99000s 1.99500s1.97517s 2.00000s-I(RINV)
0A
200mA
400mA
Figura 33. Forma de onda de corriente en las resistencias del convertidor y del inversor
49
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
Por último se muestran en la figura 34 las potencias en las resistencias del
inversor, de la fuente sinusoidal y de la resistencia del convertidor. La potencia
proporcionada por la fuente sinusoidal es 2 Watts mayor que la potencia de
diseño, con ésto, se tuvo un error de 2.8% en entre esta potencia en el diseño y la
simulación. En tanto para las potencias del convertidor y de la resistencia del
inversor se tuvieron errores menores al 1 % entre las potencias del diseño y las
obtenidas en la simulación del modelado.
Time
1.80s 1.82s 1.84s 1.86s 1.88s 1.90s 1.92s 1.94s 1.96s 1.98s 2.00s-avg(V(D1:1,D4:2)*I(Vin)) avg(V(0,Vc:-)*I(RF)) avg(V(RF:2,Vc:-)*I(RF))
50.0W
60.0W
70.0W
73.6W
Figura 34. Potencias en la fuente sinusoidal (rojo) y en las resistencias del inversor (verde) y del
convertidor (azul)
3.5.- Conclusiones
De los análisis del modelo promediado se obtuvieron las siguientes conclusiones:
• En lo relativo a la eficiencia, se tiene que una resistencia estabilizadora más
alta provoca un incremento en la distorsión armónica total (DAT). Por lo
tanto en los diseños que se lleven a cabo este será un compromiso de
diseño.
50
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
• Teóricamente esta topología puede brindar la estabilidad necesaria a la
lámpara al limitar la corriente de forma natural.
• Esta topología resulta ser más eficiente que una topología convencional
conectada en cascada, ya una parte de la energía se transmite
directamente de la fuente de alimentación a la carga. En cambio en los
sistemas convencionales toda la energía es procesada por las diferentes
etapas del sistema.
• En lo referente al factor de potencia, éste es mayor al mínimo exigido por
las normas internacionales (0.95). La distorsión armónica total obtenida es
menor a la distorsión armónica total permitida (30 %). Sin embargo, esta
topología no aprueba la norma IEC 61000-3-2 debido a que los armónicos
11 y 13 superan el límite máximo (3%).
• Por último en lo que se refiere al factor de cresta se obtuvo un valor de
1.26. Este valor de factor de cresta es menor al valor máximo recomendado
para lámparas de vapor de sodio que es 1.8 y menor que el valor de una
forma de onda sinusoidal que tiene un factor de cresta de 1.4.
Al tener resultados satisfactorios en lo que respecta a factor de potencia,
distorsión armónica y factor de cresta se tiene que esta topología es viable. En
contraparte, esta topología no aprueba la norma europea IEC 61000-3-2 al no
aprobar en las armónicas 11 y 13. Sin embargo, el factor de potencia aprueba las
normas americana y mexicanas. Bajo ciertas condiciones la eficiencia puede
aprobar la norma mexicana de alta eficiencia para balastros electrónicos.
Con esto se considera que esta topología es viable y factible para su
estudio e implementación. A continuación en el capitulo 4 se muestra el análisis y
diseño del balastro.
51
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
52
Capítulo 4
ANÁLISIS Y DISEÑO DEL BALASTRO
En este capítulo se presentan el análisis y del diseño del balastro propuesto a la frecuencia de conmutación. Se presentan el procedimiento de diseño y las simulaciones realizadas para verificar dicho procedimiento.
En este apartado se obtiene el circuito eléctrico de la topología propuesta, a
partir del modelo promediado a 60 Hz. Partiendo del análisis del circuito propuesto
a la frecuencia de conmutación se formuló la metodología de diseño y se llevó a
cabo la simulación de un ejemplo de diseño del balastro en PSPICE.
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
4.1.- Características del balastro.
4.1.1.- Representación del modelo promediado en circuito eléctrico
A partir del modelo promediado a 60 Hz se obtiene el circuito eléctrico de la
topología. Para representar la RF del modelo promediado, la cual es una
resistencia libre de pérdidas, se eligió el convertidor flyback. Esto por su
simplicidad y por su flexibilidad en la ubicación de los componentes. Para la parte
del inversor se eligió un inversor medio puente. Este inversor cuenta con 2
condensadores de filtrado que son necesarios para promediar la corriente pulsante
que proviene del convertidor. Para así aplicar formas de onda cuadradas de alta
frecuencia, moduladas en baja frecuencia, a la carga.
En la figura 35, se muestran el modelo promediado y el circuito eléctrico de
la topología propuesta con sus respectivas equivalencias entre sus elementos.
Figura 35. Modelo promediado y circuito eléctrico de la topología con sus respectivas equivalencias
Cabe mencionar que el modelo promediado se puede reproducir con otras
clases de inversores y convertidores CD-CD. La única condición necesaria para
lograr la reproducción, es que los comportamientos promediados del convertidor
CD-CD a 60 Hz y del inversor sean el de una resistencia. El valor de esta
resistencia puede variar dependiendo del diseño.
54
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
4.1.2.- Circuito eléctrico del balastro.
En la figura 36 se muestra el circuito del balastro. El balastro opera en
modo de conducción discontinuo (MCD). De esta manera no se necesita cerrar e
lazo de control para poder estabilizar a la lámpara de acuerdo a [5].
Al inversor se le ha agregado un transformador que funciona en alta
frecuencia como un acoplador de impedancias entre la resistencia equivalente de
lámpara y la resistencia del inversor. En tanto, se ha agregado el diodo DC que
tiene el objetivo de evitar que fluya corriente desde los capacitores del inversor
hacia a la fuente de alimentación.
Figura 36. Circuito eléctrico del balastro electrónico integrado
A continuación se presentan las diferentes etapas de funcionamiento del balastro.
55
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
4.2.- Etapas del funcionamiento del balastro
A continuación se presentan las diferentes etapas que tiene el balastro en
su funcionamiento.
Etapa 1
Esta etapa inicia cuando el MOSFET del convertidor MC se enciende. En
este lapso la bobina del convertidor LP se carga, es decir almacena energía. Los
condensadores del inversor (CSINV y CIINV) se cargan a un nivel de CD
determinado. El condensador superior del inversor CSINV se carga al promediar la
corriente proveniente del convertidor. En tanto el condensador inferior del inversor
(CIINV) se carga a un nivel de CD igual al que tiene el condensador superior. El
primario del transformador del inversor LPTR transfiere potencia a la lámpara en un
sentido. En la figura 37 se muestra el circuito equivalente de esta etapa.
Figura 37. Etapa 1 de funcionamiento del balastro electrónico integrado
56
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
Etapa 2
Durante este intervalo de tiempo, el interruptor MC se apaga. La bobina LP
comienza a transferir energía a la bobina del secundario del convertidor LS. El
condensador superior del inversor termina de transferir energía a la lámpara. En la
figura 38 se muestra el circuito equivalente de esta etapa.
Figura 38. Circuito equivalente del balastro durante la etapa 2 de su funcionamiento.
Etapa 3
En este tiempo la bobina LP termina de descargarse a través de LS. El
interruptor MINV1 del inversor se apaga, en tanto que el interruptor MINV2 se
enciende. Con esto el condensador CIINV comienza a liberar energía hacia el
transformador del inversor y por lo tanto hacia la carga. En la figura 39 se puede
ver el circuito equivalente de esta etapa.
57
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
Figura 39. Circuito equivalente del balastro durante la tercera etapa de funcionamiento
Etapa 4
Finalmente, en la etapa 4 la bobina LP termina de descargarse en LS. Se
presenta la discontinuidad en el convertidor, debido a que no conduce corriente. El
condensador CIINV termina de transferir energía al transformador del inversor. Esta
etapa termina cuando CIINV termina de descargarse, el interruptor MINV2 se apaga y
los interruptores MINV1 y MC se encienden. En la figura 40 se muestra el circuito de
esta 4.
Figura 40. Circuito equivalente del balastro durante la cuarta etapa de su funcionamiento.
58
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
Una vez examinadas las diferentes etapas del funcionamiento del balastro
se procederá a mostrar el cálculo de los elementos del convertidor a continuación.
4.3.- Cálculo de los elementos del balastro
A continuación se presentan los análisis matemáticos y de circuitos
eléctricos que se realizaron para obtener las ecuaciones de diseño del balastro.
Se muestran las consideraciones tomadas en cada uno de los análisis y los
circuitos equivalentes del balastro para cada ecuación.
4.3.1.- Cálculo de la relación de vueltas del convertidor.
El cálculo de la relación de vueltas de acuerdo a [5], se hizo con base en el
esfuerzo de voltaje en el MOSFET del convertidor (MC) durante el tiempo de
encendido. Al aplicar la ley de voltajes de Kirchoff al circuito de la figura 41,
durante el estado de apagado de MC, queda la siguiente ecuación:
MC in LP C INV V V V V= + + − V ………………………………….(33)
Figura 41. Circuito eléctrico del balastro con el MOSFET MC abierto
59
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
Al considerar que los voltajes de la ecuación (33) son voltajes pico, la
expresión de la relación de vueltas queda como:
C
MC INV in C
VnV V V V
=+ − −
(34)
En donde:
VMC = Esfuerzo de voltaje máximo en el MOSFET del convertidor
VINV = Voltaje pico en el inversor
Vin = Voltaje sinusoidal rectificado pico
VC = Voltaje de salida del convertidor
4.3.2.- Cálculo del ciclo de trabajo del convertidor El ciclo de trabajo del convertidor se calculó de acuerdo a [5]. Se llevó a
cabo un balance de energías en la bobina LP del convertidor, en el que se
considera que la energía en LP durante el tiempo de encendido de MC, es igual a
la energía en LP durante el tiempo en que MC se encuentra apagado.
De acuerdo a la figura 42, cuando el interruptor MC está cerrado, al aplicar
la suma de voltajes en la malla, para el balance de energías, se tiene que:
LP in C INVDV DV DV DV= + − ………………………. .(35)
Figura 42. Circuito del balastro con el interruptor MC encendido
60
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
Para el tiempo de apagado ó tiempo de descarga de LP se tiene la siguiente
expresión:
CLP
VDxV Dn
= X (36)
Al igualar las energías de LP tanto en el tiempo del ciclo de trabajo D, como
en el tiempo de descarga DX y se considera que los voltajes son voltajes pico.
Cin C INV X
VDV DV DV Dn
+ − = (37)
Al proponer un factor de discontinuidad Dis como en [5] para asegurar la
operación en modo discontinuo, la siguiente la expresión queda:
Dx = 1 – Dis – D (38)
( )1 2 (1CC in C INV
VDV nDV nDV nDV Disn n
+ + − = − ) (39)
Finalmente, la expresión del ciclo de trabajo queda como:
(1 )
(1 )INV
C
DisD Vnm n nV
−=
+ + − (40)
En donde:
Dis = Factor de discontinuidad
n = Relación de vueltas entre la inductancia del secundario LS y la
inductancia del primario LP del convertidor
VC = Voltaje de salida del convertidor
VINV = voltaje pico del inversor
m = Relación entre el voltaje sinusoidal rectificado pico y el voltaje
de salida del convertidor
61
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
4.3.3.- Cálculo de la inductancia del primario LP del convertidor flyback La inductancia del primario se calculó con base en el voltaje pico en LP
durante el tiempo de encendido del MOSFET MC. El voltaje durante el tiempo de
encendido en la bobina LP está dado por:
( ) ( ) ( )Lp in C INVV t V t V V t= + − (41)
Al aplicar la definición de inductancia en (35) al voltaje en LP, la inductancia
del primario queda en función de los voltajes picos, la corriente pico y el tiempo de
encendido del interruptor MC.
( ) ( )LPP in C INV
diL V t V V tdt
= + − (42)
( )in C INVpk s
PLPpk
V V V DTL
I+ −
= (43)
El cálculo de la corriente pico en la bobina del primario ILPpk parte del
análisis del modelo promediado de 60 Hz. De acuerdo al análisis del modelo
promediado la corriente promedio en la resistencia del convertidor está dada por la
siguiente expresión:
2( ) 1( )
inAVGflyBF
INV F
V mI mR R m π
⎡ ⎤= +⎢ ⎥+ ⎣ ⎦ (44)
La corriente promedio del modelo promediado en función de la corriente
pico del modelo está dada por la siguiente ecuación:
2( ) 1( 1)
PKBFAVGflyBF
I mI mm π
⎡ ⎤= +⎢ ⎥+ ⎣ ⎦ (45)
62
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
Por lo tanto la expresión de la corriente pico del modelo promediado en
función de la corriente promedio del modelo promediado queda:
( )( 1)
( )2
AVGflyBFPKBF
I mI m
mπ
π+
=+
(46)
La corriente pico en la inductancia LP se relaciona con la corriente pico del
modelo promediado con la siguiente expresión:
( )2
LPpkPKBF
II m = (47)
Al igualar las expresiones (40) y (41) la corriente pico de en la inductancia
LP queda:
( )2 ( 1
( )2
AVGflyBFLPpk
I mI m
pi m)π
π+
=+
(48)
Por último, al simplificar la ecuación (38), al dejar IAVGflyBF en función de m y
de q, y al sustituir en (42), la corriente pico queda:
( )
2 ( 1)1
inLPpk
INV
V q mIR m q D
+=
+ (49)
Si se sustituye la ecuación (49) en (43) la expresión para LP queda:
( ) 21 ( )2 ( 1)
INV in C INV sP
in
R m q V V V D TL
V q m+ + −
=+
(50)
Si se considera que el voltaje pico del inversor VINV está dado por:
63
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
( 1)( 1)INV in
q mV Vm q⎡ ⎤+
= ⎢ ⎥+⎣ ⎦ (51)
Al sustituir (51) en (50), multiplicar y eliminar términos iguales se tiene que
la expresión de LP se puede simplificar en:
2
2INV s
PR D TL
q= (52)
4.3.4.- Cálculo del condensador de salida del convertidor
El valor del condensador de salida del convertidor CO se determinó con
base en el tiempo durante el cual este conduce corriente y el rizo de voltaje [23].
Por aproximación y con base en consideraciones empíricas este tiempo se
considera de TL/32 veces el periodo de la señal de la línea de alimentación. Si se
desea un rizo de 0.05 VC el condensador de calcula de la siguiente manera:
40 2
20 L L L
CoLR F R F
= = (53)
En donde RL es la suma de las resistencias del inversor (RINV) y del
convertidor (RF) vistas desde baja frecuencia. Mientras que FL es la frecuencia de
línea de la onda sinusoidal.
4.3.5.- Cálculo de los condensadores del inversor y de la relación de vueltas del transformador del inversor
El cálculo de los condensadores del inversor empezó con un análisis del
inversor medio puente a la frecuencia de conmutación. Como se puede ver en la
figura 43, los condensadores CSINV y CIINV dividen el voltaje de la fuente de
alimentación, idealmente, en 2 partes iguales.
64
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
Esta división del voltaje ocasiona que el inversor actúe naturalmente como
un amplificador de impedancias.
La resistencia de carga del inversor, que este caso es la resistencia
equivalente vista por el devanado LpTR, recibe la mitad del voltaje de la fuente de
alimentación.
Figura 43: Inversor medio puente visto a la frecuencia de conmutación
Al calcular la potencia disipada por la resistencia del devanado secundario
LsTR reflejada hacia el primario RprimTR se tiene la siguiente expresión:
2
2( )24
INV
INVRINV
L primTR
VVP
R R
⎛ ⎞⎜ ⎟⎝ ⎠= = (54)
La resistencia que “mira” la fuente de voltaje VS es 4 veces la resistencia
RprimTR. La potencia disipada por el inversor esta dada por:
2( )IN V
R IN VIN V
VPR
= (55)
Al Igualar ambas (54) y (55) y, considerar que las pérdidas en los
condensadores y los interruptores con despreciables, se tiene que la resistencia
vista por la fuente de alimentación es 4 veces más grande que la resistencia de
carga. Por lo tanto la resistencia equivalente del inversor medio puente es 4 veces
la resistencia de la carga.
65
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
En este caso la resistencia de carga es la resistencia RLAMP reflejada o vista desde
el primario hacia
Al considerar el comportamiento del inversor medio puente, los
condensadores del inversor medio puente se calcularon con base en la frecuencia
de conmutación y en la resistencia de carga del inversor. Estos deben promediar
la corriente de alta frecuencia que proviene del convertidor, para que la corriente
aplicada a la RLAMP sea cuadrada.
De acuerdo a [24] la frecuencia de corte para una red RC está dada por:
1C RC
ω = (56)
Para que exista promediado correcto de la señal, la frecuencia de corte de
la red RC debe estar al menos una década antes de la frecuencia de conmutación
[25]. Además, se considera que la resistencia y el condensador de la red RC son
el condensador del inversor y la resistencia equivalente del devanado LpTR, el
valor del condensador se obtiene con:
1002INV
S primTR
CF Rπ
= (57)
En donde RprimTR es la resistencia del devanado primario del transformador
del inversor y FS es la frecuencia de conmutación del convertidor.
En este caso al utilizar un inversor medio puente se tiene que la resistencia
del primario del transformador es una cuarta parte de la resistencia del inversor. Al
dejar la expresión para el cálculo de los condensadores del inversor en función de
la resistencia del inversor, ésta queda como:
4002INV
S INV
CF Rπ
= (58)
66
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
Para calcular la relación de vueltas del transformador del inversor, se partió
de la expresión que relaciona la resistencia equivalente del devanado primario y la
resistencia del inversor:
4IN V
p r im T RR R= (59)
Al relacionar la expresión (55) con la resistencia equivalente de la lámpara
RLAMP queda:
2( )4
primTRLAMP INV
RR n= (60)
Finalmente, se obtiene la relación de vueltas de transformador del inversor
al despejar (60)
4 LAMPINV
INV
RnR
⎛ ⎞= ⎜
⎝ ⎠⎟ (61)
67
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
4.4.- Método de diseño y simulación
A partir del análisis en alta frecuencia se procedió a elaborar un método de
diseño secuencial para este balastro. A continuación se simuló el circuito en
PSPICE para comprobar los análisis hechos y el método de diseño secuencial.
4.4.1.- Método de diseño secuencial
Para aplicar el método de diseño secuencial es indispensable definir los
parámetros q y m, por que con éstos se define el punto de operación. Además, es
necesario conocer: la potencia de entrada, el voltaje pico rectificado de entrada y
la resistencia de la lámpara en estado estable.
A continuación se presenta un ejemplo de diseño del balastro electrónico
integrado para la lámpara LU70/I/EN, la cual fue caracterizada en [2]. En este
diseño se considera que la lámpara consume 70 W y que la eficiencia del balastro
es del 90 %, con lo cual se tiene una potencia de entrada (Pin) de 76 W. En la
tabla 2 se muestra la secuencia de diseño del balastro.
Para aplicar el procedimiento de diseño, se tienen las siguientes especificaciones:
El voltaje sinusoidal rectificado pico: Vin = 180 V
La potencia de entrada al balastro Pin = 76 W
m (Vin/Vc) 1.8
q (RINV/RF) 1.2
Resistencia de la lámpara 32 Ω
Voltaje máximo en interruptor MC VMC = 600 V
Frecuencia de conmutación 100 KHz
68
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
Tabla 2: Secuencia del diseño de balastro Paso Fórmula general Valores Valor
CalculadoCálculo de la resistencia del inversor
2 2
2
( ) 8 2( ( 1)) 2
inINV
in
qV m mRP m q
π ππ
⎡ ⎤+ += ⎢ ⎥+ ⎣ ⎦
Vin = 311 V Pin = 76 W q = 1.2 m = 1.8
RINV = 577 Ω
Cálculo del voltaje de salida del flyback
inC
VVm
= m = 1.8 Vin = 311 V
VC = 173 V
Cálculo del voltaje pico del inversor
( 1)( 1)INV in
q mV Vm q⎡ ⎤+
= ⎢ ⎥+⎣ ⎦
Vin = 311 V q = 1.2 m = 1.8
VINV =264V
Cálculo de la relación de vueltas
C
MC INV in C
VnV V V V
=+ − −
Vin = 311 V VC = 173 V VINV = 264 V VMC = 600 V
n = 0.45
Cálculo del ciclo de trabajo del convertidor flyback
1
1 INV
DisD Vnm n nVc
−=
+ + +
Dis=0.2 m=1.8 n=0.45 VC = 173 V VINV = 264 V
D = 0.5
Corriente pico en la bobina Lp
( )2 ( 1)
1in
LPpkINV
V q mIR m q D
+=
+
VIN= 311 V RINV = 577 Ω q = 1.2 m=1.8 D=0.5
ILPpk = 1.73 A
Inductancia del primario
( )in C INV S
PLPpk
V V V DTLI
+ −=
D =0.5 Vin = 311 V TS = 10 uS ILPpk =1.73 A VINV = 264 V VC = 173 V
LP = 612 uH
Inductancia del secundario
* *PLs L n n=
LP = 612 uH n = 0.45
Ls = 125 uH
Relación de vueltas del transformador del inversor
4 LAMPINV
INV
RnR
⎛ ⎞= ⎜ ⎟
⎝ ⎠
RLAMP = 32 Ω RINV = 577 Ω
nINV =0.47
Cálculo de los condensadores del inversor
4002
SINV
INV
TCRπ
= Ts = 10 uS RINV = 577 Ω
CINV = 1.1uF
69
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
4.4.2.- Simulación del balastro con una carga resistiva
A continuación se presentan los resultados obtenidos en simulación del
balastro con carga resistiva. Estas simulaciones se realizaron en Orcad PSPICE
9.2. En la figura 44 se presenta el esquemático en PSPICE del balastro diseñado:
0
C147n
L5 125u
L416m
L3
70m
L2 612u
L1
5.3m
R132
D4MUR460
D3MUR460
D2MUR460
D1MUR460
M4
IRF840
K K1
COUPLING = 1K_Linear
L1 = L2L2 = L5
K K2
COUPLING = 1K_Linear
L1 = L3L2 = L4
V5
PER = 10uPW = 5uTF = 10nTR = 10nTD = 0V2 = 15V1 = 0
R6
10
D6 MUR460
C2 100u
R410
R3 10
V1VOFF = 0VAMPL = 311FREQ = 60
M3IRF840
M2IRF840
C41.2u
C31.2u
C5
200n
V4
PER = 10uPW = 4.95uTF = 10nTR = 10nTD = 5uV2 = 15V1 = 0
V3PER = 10uPW = 4.95uTF = 10nTR = 10nTD = 0V2 = 15V1 = 0
L6 5.3m
K K3
COUPLING = 1K_Linear
L1 = L1L2 = L6
D5MUR460
Figura 44: Esquemático en PSPICE del balastro diseñado
En la figura 45 se muestran la formas de ondas de la corriente de línea y del
voltaje de línea. Se puede ver la forma de onda de la corriente de línea tiende a
seguir durante la mayor parte del ciclo de línea a la forma de onda de voltaje de la
fuente sinusoidal. La forma de onda de la corriente de entrada es similar a la
predicha en los cálculos teóricos.
70
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
Time
552.0ms 556.0ms 560.0ms 564.0ms 568.0ms 572.0ms 576.0ms549.7ms 579.4ms1 -I(V1) 2 V(V1:+,V1:-)
-400mA
0A
400mA
-600mA
600mA1
>>
-200V
0V
200V
-359V
357V2
Figura 45: Corriente (rojo) de entrada al balastro y voltaje (verde) de alimentación sinusoidal
En la figura 46 se muestran las formas de onda de corriente y voltaje en la
resistencia de carga vistas desde baja frecuencia. Se puede apreciar que estas
formas de onda presentan una modulación en la amplitud de baja frecuencia
correspondiente a una señal sinusoidal más una componente de corriente directa.
Time
602.00ms 604.00ms 606.00ms 608.00ms 610.00ms 612.00ms 614.00ms 616.00ms600.32ms1 V(L4:2,L5:1) 2 I(R1)
-40V
0V
40V
-68V
66V1
>>
-2.00A
0A
2.00A
-2.91A
2.83A2
Figura 46: Forma de onda de la corriente (verde) y voltaje (rojo) en la resistencia de carga
En la figura 47 se muestran las formas de onda de corriente y voltaje
obtenidas en la resistencia de carga vistas desde alta frecuencia. Se puede
apreciar que estas formas de onda son cuadradas con una mínima modulación.
71
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
Time
645.724ms 645.726ms 645.728ms 645.730ms 645.732ms 645.734ms 645.736ms 645.738ms 645.740ms1 V(L4:2,L5:1) 2 -I(R1)
-40V
0V
40V
-60V
60V1
>>
-2.0A
0A
2.0A
2
Figura 47: Forma de onda de voltaje (rojo) y corriente (verde) en la resistencia en alta frecuencia
En la figura 48 se muestra el esfuerzo de voltaje en el interruptor del
convertidor MC en el apagado. Se puede ver que existe un pequeño sobretiro poco
antes de la activación del interruptor, debido a la terminación descarga de la
bobina LP en la bobina LS. Esto ocasiona una variación brusca en el voltaje en LP
durante el ciclo de conmutación.
Time
646.016ms 646.020ms 646.024ms 646.028ms 646.032ms 646.036ms 646.040ms 646.044msV(D5:1,V2:-)
0V
200V
400V
574V
Figura 48: Esfuerzo de voltaje en el interruptor del convertidor MC
72
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
En la figura 49 se muestra el factor de cresta obtenido en la resistencia de
carga. El valor de factor de cresta obtenido en la simulación es de 1.26 al igual
que en el modelo promediado tanto en simulación como en el análisis.
Time
680.00ms 685.00ms 690.00ms 695.00ms675.96ms 700.00msmax(I(R1))/rms(I(R1))
1.00
1.10
1.20
1.26
Figura 49: Factor de cresta obtenido en la resistencia de carga
En la figura 50 se muestra el factor de potencia obtenido en la alimentación
del balastro. El factor de potencia obtenido fue de 0.982.
Time
682ms 684ms 686ms 688ms 690ms 692ms 694ms 696ms 698ms 700ms-avg(V(V1:+,V1:-)*I(V1))/(rms(V(V1:+,V1:-))*rms(I(V1)))
970m
975m
980m
985m
990m
Figura 50: Factor de potencia obtenido en el balastro
73
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
En la figura 51 se muestra la potencia promedio en la resistencia de carga.
La potencia en la carga fue prácticamente igual a la potencia para la que fue
diseñada. Con esto se obtuvo que el método de diseño es exacto.
Time
656.0ms 660.0ms 664.0ms 668.0ms 672.0ms 676.0ms654.4ms 678.4ms-avg(V(L4:2,L4:1)*I(R1))
50W
60W
70W
73W
Figura 51: Potencia promedio en la resistencia de carga
4.5.- Conclusiones
En este capitulo se presentó el análisis y diseño del balastro en alta
frecuencia. Este análisis se basa en el modelo promediado de 60 Hz presentado
en el capítulo 3. Este análisis permitió obtener un método de diseño secuencial
sencillo que se verificó al simular en PSPICE un ejemplo de diseño. De esta forma
se comprobaron los análisis tanto del modelo promediado, como de alta
frecuencia. En el capítulo siguiente se presenta la implementación física de dicho
balastro así como los resultados experimentales obtenidos con dicho prototipo.
74
Capítulo 5
IMPLEMENTACIÓN Y PRUEBAS EXPERIMENTALES DEL BALASTRO
En este capítulo se muestran los componentes seleccionados y diagramas de los circuitos eléctricos del balastro para llevar a cabo la implementación del mismo. Posteriormente, se muestran las pruebas realizadas con los diferentes diseños. Por último se expone una comparación entre los resultados obtenidos en la implementación y los valores teóricos.
En este capítulo se presentan la selección de los componentes, los circuitos
eléctricos y el diseño magnético utilizados en la implementación del balastro. Se
muestran los resultados obtenidos con 2 prototipos del balastro diseñados con
diferentes esfuerzos de voltaje en el MOSFET del convertidor. Finalmente, se
realiza una comparación entre los valores teóricos y experimentales del
desempeño del balastro.
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
5.1.- Selección de componentes.
5.1.1.- Circuitos impulsores y de control
Los circuitos impulsores utilizados fueron transformadores de pulsos, que
tienen la ventaja de ser aislados. Estos transformadores se diseñaron de acuerdo
a [26] [27] [28].
Figura 52. Impulsor utilizado para la implementación
La etapa de control está conformada por un microcontrolador, que genera
las señales de control, y un buffer que se conecta entre el micro y los impulsores.
El diagrama del circuito de control se muestra en la figura 53.
Figura 53. Circuito de control usado para la implementación
76
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
5.1.2- Diseño magnético
El diseño magnético de las bobinas del convertidor (LP Y LS) y del
transformador del inversor, se realizaron de acuerdo al método de la constante
geométrica [29].
Para las bobinas del flyback se utilizó un núcleo EE30, el cual tiene 24
vueltas en el primario, 53 vueltas en el secundario y un entrehierro de 0.565 mm.
Para el primario se usaron 2 alambres calibre 28 AWG y para el secundario se
utilizaron 3 alambres calibre 28.
En tanto para el transformador se utilizó un núcleo de ferrita ETD29 3C80.
El cual tiene 31 vueltas en el primario y 64 vueltas en el secundario.
5.1.3.- Selección de los interruptores y diodos
El interruptor seleccionado para ser el MOSFET del convertidor, fue el
SPP04N80. Este soporta un esfuerzo de voltaje de 800V, una corriente promedio
máxima de 4A y su resistencia de encendido es de 1.3 Ω. Por otro lado, para el
inversor se seleccionaron mosfets IRF840. Estos soportan un esfuerzo de voltaje
máximo de 500V, una corriente promedio máxima de 8A y cuentan una resistencia
de encendido (RDSon) de 0.85 Ω.
Como diodos rectificadores se utilizaron diodos MUR160; como diodos del
convertidor tanto en serie con el interruptor MC, como en la bobina del secundario
del convertidor LS, se utilizaron diodos MUR460.
77
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
5.2.- Implementación y pruebas experimentales del balastro con esfuerzo de voltaje de 600 V
5.2.1.- Resultados experimentales de la topología del balastro con carga resistiva
En la figura 54 se muestran el voltaje, la corriente y la potencia de entrada
al balastro. Se puede ver que la corriente de entrada (trazo en azul-verde) tiene
cierta distorsión en alta frecuencia, debido a la operación del convertidor en modo
de conducción discontinuo. Sin embargo, se aprecia la forma de onda sinusoidal
de la corriente de entrada en fase con el voltaje. La figura indica también que la
potencia entregada por la fuente es de 74.2 W valor muy cercano al de diseño. El
factor de potencia obtenido fue de 0.977, que es cercano al obtenido en el modelo
promediado que es 0.981.
Figura 54: Formas de ondas instantáneas de voltaje (azul), corriente (azul verde) y potencia demandada de la línea de CA (rojo)
En la figura 55 se muestran las formas de onda de corriente y voltaje en la
resistencia de carga con una base de tiempo de 4 mS por división, se manejó esta
escala para poder visualizar las envolventes de baja frecuencia (120 Hz) aplicadas
a estas formas de onda. En la figura se aprecia claramente la envolvente de baja
frecuencia esperada tanto en voltaje como en corriente. La modulación en baja
frecuencia corresponde a la suma de una señal sinusoidal y una componente de
78
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
corriente directa, al igual que en la simulación y en el modelo promediado. Puesto
que estas modulaciones corresponden a una frecuencia de 120 Hz, dicha
frecuencia es lo suficientemente baja como para no excitar resonancias acústicas
en la lámpara.
Figura 55. Formas de onda de voltaje (lila) y corriente (verde) en la resistencia de carga vistas desde baja frecuencia
En la figura 56 se muestran nuevamente las formas de onda de voltaje y corriente
en la resistencia de carga, pero ahora a una base de tiempo de 2 μS por división.
A esta escala de tiempo menor se observan con más detalle las formas de onda
en la carga a la frecuencia de conmutación. En la figura se observa que La forma
de onda obtenida es cuadrada con una pequeña modulación en los picos debida
a que los condensadores de filtrado cuentan con resistencia parásita.
Figura 56. Formas de ondas de voltaje (lila) y y corriente (verde) en la resistencia de carga vistas desde alta frecuencia
79
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
En las figuras 57 y 58 se muestran las formas de onda de corriente y voltaje
en la conmutación durante el apagado del MOSFET del convertidor. En estas 2
figuras se puede observar un sobretiro de voltaje en el interruptor. El sobretiro
causa un mayor esfuerzo de voltaje por lo tanto un mayor desgaste y un menor
tiempo de vida en el MOSFET del convertidor.
Figura 57: Voltaje y corriente en la conmutación Figura 58: Detalle de la conmutación en el durante las pruebas del balastro con carga convertidor durante las pruebas del resistiva balastro con resistencia carga resistiva
5.2.2.- Comparación de resultados entre los valores teóricos y la implementación del balastro con carga resistiva.
A continuación, en la tabla 3 se presenta una comparación del desempeño
del balastro entre la implementación del balastro con carga resistiva y los valores
teóricos de diseño y simulación de la topología. Se observa que la diferencia entre
los valores teóricos y los valores obtenidos en la implementación en eficiencia, FP
y DAT es de un 4% en el peor caso, por lo que se considera que tomando en
cuenta las tolerancias de los componentes y los posibles errores de medición, la
diferencia no es significativa..
80
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
Tabla 3: Comparación del desempeño entre las implementaciones del conformador, el balastro con resistencia y los valores teóricos de la topología, para un esfuerzo de voltaje de 600 V en el MOSFET del convertidor.
Eficiencia (%) FP DAT (%) Factor de cresta
Valor teórico 96 0.981 19.6 1.26 Implementación del balastro con
resistencia 95 0.977 20 1.4
En la implementación de la topología con carga resistiva se tiene un circuito
con una eficiencia que llega superar el 90%. Se observó un aumento del 11 % del
factor cresta obtenido en la implementación, en comparación con el valor teórico,
el cual dadas las condiciones de la prueba no se considera significativo. La
divergencia puede deberse a que los componentes reales del balastro presentan
características no ideales como las inductancias de dispersión, la resistencia en
las bobinas y capacitores que afectan el factor de cresta.
En las pruebas realizadas se tuvieron problemas con los sobretiros de
voltaje durante el apagado del MOSFET del convertidor MC. No se esperaba tener
sobretiros de voltaje tan altos que afectaran de manera significativa el
funcionamiento del balastro. Los sobretiros alcanzaron 880 V, debido al alto
esfuerzo de voltaje, el MOSFET se fue desgastando hasta dañarse por el exceso
de voltaje.
La principal causa que generó los sobretiros fue la inductancia de
dispersión de la bobina del convertidor LP. Una posible solución a problema de los
sobre tiros es utilizar un tipo de núcleo diferente al EE30 que por sus
características tenga menos flujo disperso. Otra solución es realizar el diseño con
un esfuerzo de voltaje menor a 600 V. Se optó por la segunda solución.
Para solucionar el problema en el esfuerzo de voltaje se llevaron a cabo
diseños en los que se propone un esfuerzo de voltaje más bajo. Estos se
muestran a continuación.
81
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
5.3.- Implementación y pruebas experimentales del balastro con esfuerzo de voltaje de 350 V
En la figura 59 se muestra el balastro rediseñado para tener un esfuerzo de
voltaje máximo de 350 V en el MOSFET del convertidor.
0
L1
5.3m
L2 211u
L3
70m
L4
16m
L5
373u
C1
47n
M4
IRF840
D1MUR460
D2MUR460
D3MUR460
D4MUR460 R1
32
K K1
COUPLING = 1K_Linear
L1 = L2L2 = L5
K K2
COUPLING = 1K_Linear
L1 = L3L2 = L4
V5
PER = 10uPW = 3uTF = 10nTR = 10nTD = 0V2 = 15V1 = 0
R6
10
D6
MUR460
C2
100u
R3 10
R4 10
M2
IRF840
M3
IRF840
V1
VOFF = 0VAMPL = 311FREQ = 60
C3
1.8u
C4
1.8u
L6 5.3m
K K3
COUPLING = 1K_Linear
L1 = L1L2 = L6
C5
200n
V3PER = 10uPW = 4.95uTF = 10nTR = 10nTD = 0V2 = 15V1 = 0
V4
PER = 10uPW = 4.95uTF = 10nTR = 10nTD = 5uV2 = 15V1 = 0
D5
MUR460
Figura 59: Diagrama esquemático del balastro diseñado para un esfuerzo máximo de 350 V
A continuación se presentan los resultados experimentales del diseño del
balastro para un esfuerzo de voltaje de 350 V en el MOSFET del convertidor.
82
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
5.3.1.- Resultados experimentales de la topología de balastro con carga resistiva
En la figura 60 se presenta el voltaje y la corriente de entrada al balastro. La
corriente presenta de nuevo una componente de alta frecuencias debido a
defectos en el filtrado de la componente de la frecuencia de conmutación.
La forma de onda de corriente corresponde a una forma de onda sinusoidal
más una componente de corriente directa, la cual, está distorsionada por la
componente de alta frecuencia y por la operación no lineal del circuito.
Figura 60: Forma de onda de la corriente y voltaje de la línea de CA a la entrada del balastro
En la figura 61 se muestran las formas de onda del voltaje y la corriente en
la resistencia de carga vistas desde baja frecuencia. Al igual que en el modelo
promediado, estas formas de onda corresponden una señal modulada en baja
frecuencia compuesta por una onda sinusoidal más una componente de corriente
directa.
83
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
Figura 61: Voltaje (azul-verde) y corriente (azul marino)
vistos desde baja frecuencia en la resistencia de carga
En la figura 62 se puede ver la señal en alta frecuencia aplicada a la carga,
esta señal no es del todo cuadrada. Esta señal presenta cierta modulación debido
a que los capacitores del inversor no son ideales y a que el tiempo de carga de los
capacitores (ciclo de trabajo) es más pequeño que en el diseño anterior.
Figura 62: Voltaje y corriente vistos desde alta frecuencia en la carga resistiva
Por último en las figuras 63 y 64 se muestran las formas de onda durante el
apagado del MOSFET del convertidor MC. Se puede observar de nuevo la
existencia de sobretiros al igual que en el diseño anterior. Sin embargo, estos
sobretiros de voltaje en el apagado en MC ya no son tan altos como para dañar al
interruptor. Con esto se logró que el MOSFET y el balastro funcionen sin sufrir
algún daño.
84
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
Figura 63: Voltaje y corriente en el MOSFET Figura 64: Detalle de la conmutación en el del convertidor durante la conmutación. MOSFET de convertidor en la conmutación.
5.3.2.- Comparación de resultados entre las implementaciones del balastro con resistencia y los valores teóricos.
A continuación en la tabla 4 se presenta una comparación del desempeño
entre las implementaciones hechas del balastro con resistencia y los valores
teóricos de de la topología.
Tabla 4: Evaluación comparativa del desempeño de las implementaciones del balastro con resistencia y los valores teóricos de la topología.
Eficiencia (%) FP DAT (%) Facto de cresta Valor teórico 96 0.981 19.6 1.26
Implementación del balastro con resistencia con esfuerzo de voltaje 600V
95 0.977 20 1.4
Implementación del balastro con resistencia con esfuerzo de voltaje de 350V
88 0.979 20 1.45
En la tabla anterior puede observarse una baja sensible en la eficiencia al
bajar el esfuerzo de voltaje en la implementación. Esto debido al aumento de la
corriente que circula por el circuito, lo cual, eleva las pérdidas. En tanto, el factor
de potencia y el factor de cresta no tuvieron variaciones significativas en las 2
implementaciones.
85
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
5.4.- Implementación y pruebas experimentales del balastro con lámpara
Para probar el balastro con lámpara se implementó el circuito de la figura
65. Para encender a la lámpara se agregó un ignitor que está compuesto por: un
diodo (D7), una resistencia (R11) y un capacitor (C6). Este ignitor por medio del
capacitor C6 aplica un voltaje de entre 200 y 400 V de corriente directa con, el
cual, se encendería a la lámpara.
Además, se agregó una resistencia auxiliar (RAUX) en serie con la lámpara
para estabilizarla durante la etapa de calentamiento. Al terminar la etapa de
calentamiento se contempló corto circuitar la RAUX para comprobar si el balastro
estabilizaba a la lámpara durante el estado estable.
0
L1
5.3m
L2 211u
L3
70mL4
16m
L5 373u
C1
47n
M4
IRF840
D1MUR460
D2MUR460
D3MUR460
D4MUR460
K K1
COUPLING = 1K_Linear
L1 = L2L2 = L5
K K2
COUPLING = 1K_Linear
L1 = L3L2 = L4
V5
PER = 10uPW = 3uTF = 10nTR = 10nTD = 0V2 = 15V1 = 0
R6
10
D6 MUR460
C2 100u
R3 10
R4 10
M2
IRF840
M3
IRF840
V1
VOFF = 0VAMPL = 311FREQ = 60
C3
1.8u
C41.8u
L6 5.3m
K K3
COUPLING = 1K_Linear
L1 = L1L2 = L6
R7 1u
C5
200n
R8 1u
R9
1u
V3PER = 10uPW = 4.95uTF = 10nTR = 10nTD = 0V2 = 15V1 = 0
V4
PER = 10uPW = 4.95uTF = 10nTR = 10nTD = 5uV2 = 15V1 = 0
R10 10u
D5MUR460
R5
32
D7
MUR460
R11
50K
C6
1.2u
RAUX
15
Figura 65: Balastro diseñado con ignitor para probar la lámpara
86
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
Se procedió a probar y se obtuvo que la lámpara no encendía. Esto sucedió
debido a que el ignitor integrado de la lámpara de vapor de sodio, no actúa cuando
se alimenta con voltaje de CD o de alta frecuencia. El ignitor se debe alimentar
con una forma de onda alterna de baja frecuencia, para que pueda actuar
satisfactoriamente.
Al no poder encender la lámpara de la manera descrita anteriormente se
llevó a cabo una búsqueda de posibles alternativas para su encendido. Se
buscaron diversos tipos de ignitores para balastros electrónicos y
electromagnéticos. De estos se seleccionó un ignitor para balastro
electromagnético al que se le hicieron algunas modificaciones. Este ignitor
modificado se muestra en la figura 66.
Figura 66: Ignitor modificado
Este ignitor está formado por un diodo, una resistencia, un capacitor, un
sidac, un relevador con 2 contactos y un transformador de alta frecuencia. Este
ignitor opera con unos pulsos de alta frecuencia sobre el relevador, el cual, activa
al mismo tiempo relé N.A y relé N.C. Al activarse el relevador el capacitor Cig se
descarga a través del transformador proporcionando así pulsos de alto voltaje y
alta frecuencia a la salida del transformador.
87
Balastro electrónico integrado alimentado con formas de onda cuadradas
Debido a limitaciones de tiempo de este trabajo no fue posible probar el
ignitor modificado con la lámpara y por lo tanto no fue posible probar el balastro
con lámpara. Por estas razones se deja como trabajo futuro probar con lámpara
este tipo de ignitor y esta topología de balastro.
5.5.- Conclusiones
Se obtuvieron resultados congruentes entre el modelo promediado, la
simulación del circuito y la implementación de la topología con carga resistiva. Se
comprobó que el circuito diseñado e implementado representa adecuadamente el
comportamiento del modelo promediado propuesto originalmente. Se validó
experimentalmente el procedimiento de diseño y los análisis hechos a la
frecuencia de conmutación.
Por otro lado, esta topología no es óptima para alimentar lámparas de vapor
de sodio de ignitor integrado. Las pruebas realizadas dieron como resultado que
esta clase de lámparas no encienden a alta frecuencia o en CD, como
originalmente se había planeado encenderla. Por lo tanto no se recomienda el uso
de esta topología para lámparas de vapor de sodio de ignitor integrado.
A comparación de la topología integrada reportada en [13], se obtuvieron un
factor de potencia más alto, una distorsión armónica total menor y una eficiencia
que puede llegar a ser mayor. Sin embargo el esfuerzo de voltaje en el MOSFET
del convertidor resultó ser un problema en la implementación debido a la
inductancia de dispersión de LP. En cambio en [13] no se reportaron problemas de
esfuerzos de voltaje o corriente.
88
Capítulo 6
CONCLUSIONES Y TRABAJOS FUTUROS
En este capítulo se presentan a manera de resumen, las principales conclusiones obtenidas en este trabajo y los trabajos futuros que complementan este trabajo de investigación
6.1.- Conclusiones En este trabajo se abordó el tema de reducción de etapas en balastros de
formas de ondas cuadradas que alimentan lámparas de alta intensidad de
descarga. Para cumplir este objetivo se propuso una topología integrada de
balastro de ondas cuadradas en la que se pretendió integrar el corrector del factor
de potencia y el estabilizador de la corriente en la lámpara. Sin embargo sólo se
pudo comprobar la corrección del factor de potencia. En tanto en este trabajo no
se pudo comprobar la acción estabilizadora de la topología debido a dificultades
en el proceso de encendido de la lámpara.
Esta topología se basa en la utilización del resistor libre de pérdidas como
estabilizador de la corriente en la lámpara. De acuerdo a los resultados
experimentales obtenidos al probar con una resistencia de carga, esta topología
cuenta con una eficiencia mayor al 88%, un factor de potencia de 0.979 y un factor
de cresta de 1.4. La distribución de los elementos de la topología en modo serie
permite que la eficiencia se eleve, en comparación con una topología que maneja
la energía en configuración tipo cascada.
Finalmente del desarrollo de este trabajo se extraen las siguientes conclusiones
con respecto a la topología analizada:
• La disposición en modo serie de la topología de balastro permite que cierta
parte de la energía pase directamente de la fuente a la carga y se mejore la
eficiencia. Para relaciones de voltaje m mayores a 1.5 esta topología se
vuelve más ineficiente, ya que el corrector estabilizador procesa más
energía de la que consume la carga.
• Existe un compromiso de diseño entre la estabilidad y la distorsión
armónica total (DAT). Ya que si la resistencia estabilizadora crece, la
distorsión armónica también, lo que ocasiona un decremento del factor de
potencia. Por lo que la elección del punto de operación queda en función
del tipo de lámpara a utilizar y de los criterios que se tomen con respecto a
las normas de armónicos y factor de potencia.
• Bajo las condiciones de estabilidad definidas previamente esta topología no
aprobó la norma de armónicos IEC 61000-3-2, debido a que los armónicos
11 y 13 excedieron el nivel máximo permitido en un 6% y un 25%
respectivamente.
90
• El esfuerzo de voltaje en el MOSFET del convertidor se considera una de
las especificaciones de diseño más importantes en esta topología. Ya que
el esfuerzo de voltaje influye en la eficiencia. En las pruebas experimentales
la eficiencia fue mayor para esfuerzo de voltaje más alto.
• En contraparte, esfuerzos de voltaje más altos, el tiempo de vida de los
MOSFET’s del convertidor propuestos fue menor. La reducción en el tiempo
de vida se debió al desgaste, provocado por los sobretiros de voltaje,
durante la conmutación en el apagado del MOSFET.
• La utilización de un conformador de corriente serie para corregir factor de
potencia y que puede estabilizar la corriente en lámpara es una novedosa
aplicación. En la revisión bibliográfica realizada hasta ahora en la literatura
no se ha encontrado algún trabajo similar aplicado en balastros
electrónicos. En otros trabajos se han analizado topologías de balastros
electrónicos con los mismos principios como en [5] [15]. Sin embargo, en el
análisis desarrollado en este trabajo se tomó en cuenta el análisis de
estabilidad de la lámpara y de la corrección del factor de potencia. En
cambio en [5] sólo se analizó la estabilidad del balastro y en [15] la
corrección del factor de potencia.
• La topología propuesta no se pudo probar con lámpara. Esto debido a que
el encendido de lámparas de vapor de sodio con ignitor integrado tiene que
llevarse a cabo con ondas alternas de baja frecuencia.
91
Por último, para una operación adecuada de esta topología se dan las
siguientes recomendaciones tanto para el diseño como para la implementación:
• Así se recomienda que esta topología opere a un voltaje de 127 V para
disminuir los esfuerzos de voltaje en el MOSFET del convertidor. Se
recomienda diseñar para tener un esfuerzo de voltaje de 200 V.
• Para la implementación de las bobinas del convertidor “flyback” se
recomienda utilizar núcleos planos tipo POT para bajar la inductancia de
dispersión
6.2.- Trabajos futuros
Como trabajos futuros que se proponen se dividen en 2 tipos: trabajos
complementarios y trabajos adicionales.
Como trabajos complementarios, con los que se continúa este trabajo
están:
• Probar la topología propuesta en una lámpara para observar si
efectivamente se estabiliza sin problemas el arco de descarga y la operación del mismo durante el encendido de la lámpara.
• Estudiar con más detalle el encendido de lámpara y analizar la posibilidad
de aplicar varios controles que permitan encender sin problemas a la lámpara.
92
Como trabajos adicionales, para la aplicación de esta topología en otros
tipos de lámparas y aplicaciones se tienen:
• Desarrollar una versión auto-oscilante de esta topología.
• Desarrollar una versión de esta topología en lámparas fluorescentes
• Estudiar y analizar la siguiente topología derivada del modelo promediado
de 60 Hz.
93
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