Universidad Nacional de Colombia – Sede Bogotá. Informe I Análoga II 10 Septiembre de 2014
Resumen - En el presente texto se pretende desarrollar
el primer laboratorio para la asignatura análoga II. En
él se abordará la teoría necesaria para entender los
resultados de los montajes propuestos para el
laboratorio, en el que se cotejarán y discutirán los
resultados obtenidos, al experimentar con los tres
tipos básicos de amplificadores BJT, el amplificador
de emisor común, base común y colector común y
degenerado, también conocido como seguidor por
emisor. Además, se compararán sus valores de
impedancia de salida, entrada y ganancia de acuerdo
a lo calculado teóricamente y lo medido en la practica Índice de Términos—Transistor, amplificador, BJT, emisor
común, base común, colector común, trasconductancia,
voltaje Early, polarización, señal pequeña.
I. INTRODUCCIÓN
El transistor BJT como dispositivo
amplificador, posee una gran variedad de tipos de
conexiones que mediante la utilización de un
modelo de redes de dos puertos (cuadripolo) y
dependiendo de los pares de puerto de entrada y
puerto de salida, y siendo uno de los electrodos
la referencia común, se obtienen las tres
configuraciones fundamentales del dispositivo
(emisor, base y colector común).
Para el análisis de los circuitos ya mencionados
se tienen en cuenta dos etapas; la primera
correspondiente al estado de polarización del
circuito donde el transistor debe estar en la región
de saturación para que se pueda comportar como
amplificador. La segunda etapa corresponde al
análisis en pequeña señal donde se usa el modelo
hibrido de baja frecuencia y se hayan los valores
de ganancias, impedancias de entrada y salida.
Un caso especial del modelo de redes de dos
puertos son las versiones degeneradas de las
configuraciones fundamentales del amplificador,
llamadas así a causa de no poseer un puerto
común el cual fue reemplazado por una conexión
de algún otro tipo de elemento, en su mayoría de
clase resistiva.
II. MARCO TEÓRICO
A) Descripción general amplificador
En el circuito de figura 1 se muestra un circuito
típico de un amplificador de tensión con un
transistor BJT en emisor común polarizado en la
zona activa.
Con él se trata de amplificar una tensión
cualquiera Vi y aplicarla, una vez amplificada, a
una carga que simbolizamos por la resistencia
RL. La zona sombreada resalta el amplificador,
que en este caso, lo constituye un transistor BJT
en la configuración emisor común. El cual,
convenientemente polarizado en la zona activa,
es capaz de comportarse como un amplificador
de tensión.
INFORME I – ANÁLOGA II
AMPLIFICADORES DE PEQUEÑA SEÑAL CON
BJT.
Pinzón Cristhian, Rubiano Alejandro, Rincón Rafael
crcpinzonca, farubianol, [email protected]
Universidad Nacional de Colombia – Sede Bogotá
Universidad Nacional de Colombia – Sede Bogotá. Informe I Análoga II 10 Septiembre de 2014
Figura 1 - Circuito amplificador de tensión con BJT en E-C
Los condensadores C1 y C2 que aparecen se
denominan condensadores de acoplo y sirven para
bloquear la componente continua. En concreto C1
sirve para acoplar la tensión que queremos amplificar
al amplificador propiamente dicho, eliminando la
posible componente continua que esta tensión pudiera
tener. Si no bloqueásemos esta continua se sumaría a
las corrientes de polarización del transistor
modificando el punto de funcionamiento del mismo.
Por otra parte, el condensador C2 nos permite acoplar
la señal amplificada a la carga, eliminando la
componente continua (la correspondiente al punto de
polarización del transistor) de forma que a la carga
llegue únicamente la componente alterna.
El condensador C3 es un condensador de
desacoplo, su misión es la de proporcionar un camino
a tierra a la componente alterna. En este tramo se
analiza el efecto de la resistencia RE desde el punto
de vista de la amplificación, esta resistencia hace
disminuir la ganancia del amplificador. Al añadir el
condensador de desacoplo conseguimos que la
continua pase por RE mientras que la alterna pasaría
por el condensador C3 consiguiendo que no afecte a
la amplificación.
B) Principio de superposición
En este caso vamos a abordar el análisis de este tipo
de circuitos amplificadores. Para ello aplicaremos el
principio de superposición. En cada punto o rama
calcularemos las tensiones y corrientes de continua y
de alterna por separado, de forma que al final las
tensiones y corrientes finales serán la suma de las
calculadas en cada parte.
Para ello vamos a suponer que el valor de la
capacidad de los condensadores, así como la
frecuencia de las señales que tenemos es tal que la
impedancia que presentan los condensadores es lo
suficientemente pequeña para considerarla nula.
Mientras que en continua, estos condensadores
presentarán una impedancia infinita. Es decir,
consideraremos que en continua los condensadores se
comportan como circuitos abiertos (impedancia ∞)
mientras que en alterna equivaldrán a cortocircuitos
(impedancia 0).
Figura 2 - Consideraciones para aplicar el principio de
superposición.
Aplicando estas consideraciones obtendremos los
circuitos equivalentes en DC y en AC que tendremos
que resolver separadamente.
Si en el circuito amplificador de la Figura 1
aplicamos la condición de que los condensadores se
comportan como circuitos abiertos, obtenemos el
circuito equivalente en continua (figura 3). Podemos
ver como este circuito es, precisamente, el circuito de
polarización del transistor y de cuya resolución
obtendríamos las tensiones y corrientes de continua
presentes en el circuito.
Si por el contrario, al circuito de la figura 1 le
aplicamos las condiciones para obtener el circuito
equivalente de alterna, es decir, suponemos que los
condensadores se comportan como cortocircuitos e,
igualmente, cortocircuitamos las fuentes de tensión
de continua, el circuito que obtendríamos es el
mostrado en la figura 4.
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Figura 3 - Circuito equivalente en DC.
Figura 4 - Circuito equivalente en AC.
C) Recta de carga estática.
La Recta de Carga Estática representa la sucesión
de los infinitos puntos de funcionamiento que puede
tener el transistor. Su ecuación se obtiene al analizar
la malla de salida del circuito equivalente en continua.
La Recta de Carga Estática está formada por los
pares de valores (VCE, IC) que podría tener el
transistor con esa malla de salida. Para obtener su
ecuación matemática f (VCE, IC) = 0, planteamos las
tensiones en la malla de salida del circuito equivalente
en DC.
Figura 5 - la malla de salida del circuito equivalente en
continua.
Si tenemos en cuenta que
Nos queda
Si suponemos que β >> 1, obtendríamos la
ecuación que relaciona la VCE y la IC del transistor,
dicha ecuación representa una recta en el plano de las
características de salida, y se conoce con Recta de
Carga Estática.
Figura 6 - Recta de Carga Estática.
Esta recta representa todos los posibles puntos de
funcionamiento que podrá tener el transistor con esa
malla de salida. El punto de funcionamiento Q se
fijará mediante el circuito de polarización de entrada
fijando la IB correspondiente.
D) Recta de carga dinámica.
La Recta de Carga Dinámica se obtiene al analizar
la malla de salida del circuito equivalente de AC. Está
formada por la sucesión de los pares de valores (VCE,
IC). Notar que a diferencia del caso anterior, en este
caso nos referimos a los valores totales (alterna más
continua) tanto de tensión como de corriente. Para
obtener la ecuación matemática de esta recta f (VCE,
IC) = 0, analizamos la malla de salida del circuito
equivalente en alterna.
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Figura 7 – Malla de salida del circuito equivalente en alterna.
Si tenemos en cuenta que la componente
incremental (o de alterna) de una señal se puede
obtener restando el valor de continua al valor total.
Haciendo este cambio de variable en la expresión
anterior obtenemos la ecuación de la Recta de Carga
Dinámica.
Tenemos la ecuación de una recta que pasa por el
punto de funcionamiento (punto Q) y cuya pendiente
es el inverso del paralelo de RC y RL.
Figura 8 - Rectas de carga Estática y dinámica.
La Recta de Carga Dinámica siempre tiene más
pendiente que la Recta de Carga Estática. Únicamente
en el caso de un circuito en el que RE = 0 y la salida
esté en circuito abierto (RL= ∞) ambas rectas
coincidirán.
La Recta de Carga Dinámica representa los pares
de valores IC y VCE en cada instante como se puede
ver gráficamente en la figura 9
Figura 9 - Significado de la Recta de Carga Dinámica.
E) Modelo hibrido de un transistor
Si partimos de la suposición las variaciones de la
señal en torno al punto de polarización son pequeñas,
podremos suponer que los parámetros del transistor
van a ser constantes. Si consideramos un transistor en
la configuración emisor común, las tensiones y
corrientes del mismo estarán relacionadas con
ecuaciones de la forma:
En la resolución de circuitos amplificadores con
transistores, obtendremos el circuito equivalente de
AC como se ha visto en el apartado de la
introducción, sustituiremos el transistor por su
modelo en parámetros híbridos y resolveremos el
circuito resultante.
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Figura 10 - Modelo circuital de parámetros híbridos para un
transistor en emisor común.
Podríamos hacer un razonamiento análogo para las
configuraciones base y colector común, obteniendo
las expresiones y circuitos que se representan en la
figura 11.
Figura 11 - Modelo circuital de parámetros híbridos para un
transistor en base común y en colector
Común.
F) Parámetros de amplificadores fundamentales
III. DISEÑO
A) Emisor común
Dado que el circuito amplificador ya se nos fue dado
en la guía, el siguiente paso es hacer el análisis de
polarización en DC, el cual los capacitores se
manifiestan como circuito abierto dejando aislado el
generador y la carga, como se muestra a continuación.
Figura 12 – Circuito de montaje en análisis DC
De la rama izquierda encargada de la corriente en base
se puede hacer una simplificación encontrando su
circuito equivalente Thevenin donde se obtiene
Figura 13 – circuito simplificado Figura 12
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Desarrollando la malla inferior por la LVK se obtiene:
2.55 − 12.126𝐼𝐵 − 𝑉𝐵𝐸 − 0.082𝐼𝐸 = 0
2.55 − 𝑉𝐵𝐸 =12.126
200𝐼𝐶 + 0.082
200
201𝐼𝐶
𝐼𝐶 =2.55 − 𝑉𝐵𝐸
0.142 𝑚𝐴
Tomando como fórmula auxiliar la ecuación de
Shockley se tiene
𝑉𝐵𝐸 = 0.025 ln (𝐼𝐶
6.734 ∗ 10−15)
A partir del método por iteración entre las dos
ecuaciones hallamos los valores de 𝐼𝐶 y 𝑉𝐵𝐸
𝐼𝐶 (𝑚𝐴) 𝑉𝐵𝐸 (𝑉𝑜𝑙𝑡)
13.036487 0.70729
12.985148 0.70719
12.985843 0.70719
12.985833 0.70719 Tabla 1 – Iteración para hallar IC y VBE
Luego se haya el valor de 𝑉𝐶𝐸 a partir de los valores
encontrados anteriormente
𝑉𝐶 = 12 − 0.56𝐼𝐶 = 4.728 𝑉𝑜𝑙𝑡
𝑉𝐸 = 0.082201
200𝐼𝐶 = 1.07 𝑉𝑜𝑙𝑡
𝑉𝐶𝐸 = 3.658 𝑉𝑜𝑙𝑡
Del valor encontrado en la polarización de 𝑉𝐶𝐸 se
puede asegurar que el amplificador esta en saturación.
Con todos los datos anteriormente calculados se
pueden calcular 𝑟𝜋, 𝑔𝑚 y 𝑟0.
𝑟𝜋 = 20025
𝐼𝐶= 385 Ω
𝑔𝑚 =𝐼𝐶
25= 519.4
𝑚𝐴
𝑉𝑜𝑙𝑡
𝑟0 =74.03 + 3.658
𝐼𝐶= 5.98 𝑘Ω
A continuación se sigue con el análisis en pequeña
señal, donde consideramos los condensadores en
corto circuito dejando el circuito de la siguiente
manera.
Figura 14 – Circuito de montaje en análisis AC o pequeña señal
emisor común
El circuito se pasa a su topología con el equivalente
circuital del transistor de acuerdo al modelo hibrido
π y reduciendo las resistencias en paralelo se
presenta como.
Figura 15 – Esquema de Figura 14 con modelo hibrido
extendido.
Figura 16 – Esquema simplificado Figura 15.
De la Figura 16 se extrajeron las siguientes
ecuaciones nodales de acuerdo a la LCK.
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𝑉𝑎 − 𝑉𝑠
0.05+
𝑉𝑎
2.126+
𝑉𝑎 − 𝑉𝜋
10= 0
𝑉𝑎 − 𝑉𝜋
10=
𝑉𝜋
0.385
519.4𝑉𝜋 +𝑉0
0.487= 0
Despejando de las diferentes ecuaciones se
obtuvieron
𝐴𝑣′ =
𝑉0
𝑉𝜋= −253 𝑉
𝑉⁄
𝐴𝑣 =𝑉0
𝑉𝑠= −9.121 𝑉 𝑉⁄
𝑍𝐵 = 385 Ω
𝑅𝑖𝑛 = 10.385 | | 2.126 = 1.765 𝑘Ω
𝑅𝑜𝑢𝑡 = 512 Ω
B) Emisor con degeneración
El análisis de polarización en DC es el mismo que el
presentado para el amplificador con emisor común,
por lo cual las diferencias que presenta con el anterior
se presentan en el análisis a pequeña señal.
Figura 17 - Circuito de montaje en análisis AC o pequeña señal
emisor degenerado
Como la polarización era la misma del emisor común,
los valores de 𝑟𝜋, 𝑔𝑚 y 𝑟0 son los mismos por lo que
el circuito en modelo hibrido π es el siguiente.
Figura 18 - Esquema de Figura 17 con modelo hibrido
extendido.
Figura 19 – Esquema simplificado Figura 18.
Del circuito anterior de obtienen las siguientes
ecuaciones por LCK.
𝑉0
0.487+ 519.4𝑉𝜋 = 0
𝑉𝜋
0.385+ 519.4𝑉𝜋 =
𝑉𝑎
0.082
𝑉𝑠 − 𝑉𝑐
0.05+
𝑉𝑏 − 𝑉𝑐
10=
𝑉𝑐
2.126
𝑉𝑏 − 𝑉𝑎 = 𝑉𝜋
𝑉𝑏 − 𝑉𝑎
0.385=
𝑉𝑐 − 𝑉𝑏
10
Despejando y resolviendo el conjunto de ecuaciones
se encuentran
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𝐴𝑉 =𝑉0
𝑉𝑠= −3.542 𝑉 𝑉⁄
𝐴𝑣′ =
𝑉0
𝑉𝑐= −3.625 𝑉 𝑉⁄
𝑅𝑖 = 1.87 𝑘Ω
𝑍0 = 560 Ω
C) Base común
Para el diseño del amplificador base común, se partió
de una suposición para poder encontrar el punto de
operación Q del transistor. Esta suposición se
sustentó en el hecho de que para que el transistor
funcione como amplificador su punto de operación
debe estar en la región activa. Por este motivo se
supuso un voltaje entre colector y emisor de 2 voltios
(VCE=2v); después de realizar esta suposición se
realizó otra suposición en la que se estableció el
voltaje de base a emisor con un valor de 0,7 v que es
un valor tradicional para los transistores bipolares.
Luego de caracterizar el transistor se obtuvieron los
siguientes valores importantes:
𝐼𝑠 = 6,73 ∗ 10−15 𝛽 = 200
Después de tener estos valores característicos del
transistor y por medio de la ecuación de shockley se
procedió a encontrar la corriente de colector de la
siguiente forma:
𝐼𝑐 = 𝐼𝑠𝑒𝑉𝐵𝐸/𝑉𝑡 Obteniendo un valor de corriente de:
𝐼𝑐 = 9.73 𝑚𝐴
Y por medio de las ecuaciones del transistor BJT del modelo DC y de polarizarlo por fuentes dc de 12 voltios se obtuvieron las demás corrientes el transistor:
𝐼𝑒 = 9.77𝑚𝐴 𝐼𝑏 = 0.04𝑚𝐴
Después en el modelo de pequeña señal y usando el
modelo pi de señal se obtuvo.
𝑅𝑖𝑛 = 450 Ω 𝑅𝑜 = 20.4 𝑘Ω 𝐴𝑣 = 4.3 𝑣/𝑣
Por lo cual se asemeja a los datos obtenidos en el
laboratorio y que representan el comportamiento de
un amplificador en base común.
D) Colector común ó seguidor por emisor
Como primer criterio de diseño se asumieron los
valores para la tensión de base-emisor VBE =0,7 V y
voltaje térmico VT =25 mV. Los valores de β=200 y
del voltaje Early VA =74,03 V fueron tomados del
modelo SPICE y para este caso la tensión de
polarización VCC =12 V.
Figura 21 - Esquemático de colector común.
Dados los anteriores parámetros y ya que se tiene que
la corriente de colector debe ser 5 mA, en primer
lugar se calcula el valor de la corriente de emisor por
medio de la siguiente ecuación.
𝐼𝐸 = 𝐼𝐶 𝛽 + 1
1= 5.025 𝑚𝐴
A continuación se halló el valor de la tensión de
colector-emisor por medio de la relación 𝑉𝐶𝐸 = 𝑉𝐶 −
𝑉𝐸 , por regla de diseño se escoge 𝑉𝐶𝐸 =𝑉𝐶𝐶
2⁄ , de
esta forma se obtiene que 𝑉𝐸 = 6 V para calcular el
valor de la resistencia de emisor por ley de ohm.
𝑅𝐸 =𝑉𝐸
𝐼𝐸= 1,194 𝑘𝛺
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Normalizando el valor de la resistencia a un estándar
comercial se tiene 𝑹𝑬 = 𝟏, 𝟐 𝒌𝜴, posteriormente con
el valor obtenido RE se calcula nuevamente IC con el
fin de verificar que esta corriente presente un valor
aproximado al requerido.
𝐼𝐶 = 𝐼𝐸
𝛽
𝛽 + 1= 4,975 𝑚𝐴
Análisis en pequeña señal.
Para obtener la ganancia, impedancia de entrada y de
salida se realiza el análisis en pequeña señal con
ayuda del esquema mostrado en la figura 22 donde Vi
es la entrada al colector común (salida del emisor) y
Vo la salida. Se tiene que los valores obtenidos para
gm, r0 y rπ se presentan en la tabla 2.
rπ r0 gm
kΩ kΩ mA/V
1 16,006 200 Tabla 2. Elementos del modelo hibrido.
Por ley de corrientes de Kirchhoff sobre el nodo del
emisor que se muestra en la figura 22 se obtiene la
siguiente relación:
𝑉𝑖 − 𝑉0
1+ 200𝑉(𝑉𝑖 − 𝑉0) =
𝑉0
𝑟0||𝑅𝐿||𝑅𝐸
Con los valores obtenidos anteriormente se obtiene
una relación de entrada y la salida 268 𝑉0 = 201𝑉𝑖
de allí se tiene que la ganancia del colector común es
𝑨𝒗 =𝑽𝟎
𝑽𝒊= 𝟎. 𝟕𝟓 𝑽
𝑽⁄
Figura 22. Esquemático para el análisis en pequeña señal del
colector común.
Finalmente se tiene que la impedancia de salida está
dada por la siguiente expresión
𝑧𝑂 =𝑟0||𝑅𝐸
1+(𝛽+1)(𝑟0||𝑅𝐸)
𝑟𝜋
=4,952 Ω
Y la impedancia de entrada es de la siguiente forma
𝑍𝑖 = 𝑟𝜋 + (𝛽 + 1)(𝑟0||𝑅𝐿||𝑅𝐸) = 19.291 𝑘𝛺
IV. RESULTADOS
A continuación se muestran los valores medidos tanto
en las simulaciones hechas para cada una de las
configuraciones de amplificador como los valores
obtenidos en la práctica de laboratorio.
A) Emisor común
En el caso de la simulación se aprecia en el simulador
CircuitLab los siguientes gráficos de valores entre V0
y Vi, como el diagrama de Bode del mismo para poder
divisar los valores de corte en el análisis de respuesta
en frecuencia.
Grafico 1 – Simulación de V0 y Vi en transitorio para obtención
de Av
Grafico 2 – Diagrama de Bode para obtención de Lf y Hf
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Grafica 3 – Valores de V0 y Vi medidos en laboratorio para
comparación de Av
Av simulación -7.108 V/V
Av laboratorio -10 V/V
Lf simulación 22.65 Hz
Lf laboratorio 47 Hz
Hf simulación 1.215 MHz
Hf laboratorio 290 kHz
Tabla 3 – Valores obtenidos en simulador y osciloscopio
También se hizo mediciones de Ri y Z0 con la ayuda
de un potenciómetro aplicando el teorema de máxima
transferencia de potencia y divisor de voltaje.
Ri laboratorio 1.643 kΩ
Z0 laboratorio 473.5 Ω
Tabla 4 – Valores obtenidos en laboratorio por divisor de voltaje
B) Emisor degenerado
En el caso de la simulación se aprecia en el simulador
CircuitLab los siguientes gráficos de valores entre V0
y Vi, como el diagrama de Bode del mismo para poder
divisar los valores de corte en el análisis de respuesta
en frecuencia.
Grafico 4 – Simulación de V0 y Vi en transitorio para obtención
de Av
Grafico 5 – Diagrama de Bode para obtención de Lf y Hf
Grafica 6 – Valores de V0 y Vi medidos en laboratorio para
comparación de Av
Av simulación -3.334 V/V
Av laboratorio -4.29 V/V
Lf simulación 11.48 Hz
Lf laboratorio 9 Hz
Hf simulación 1.567 MHz
Hf laboratorio 550 kHz
Tabla 5 – Valores obtenidos en simulador y osciloscopio
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También se hizo mediciones de Ri y Z0 con la ayuda
de un potenciómetro aplicando el teorema de máxima
transferencia de potencia y divisor de voltaje.
Ri laboratorio 2 kΩ
Z0 laboratorio 541.3 Ω
Tabla 6 – Valores obtenidos en laboratorio por divisor de voltaje
C) Base común
En el caso de la simulación se aprecia en el simulador
CircuitLab los siguientes gráficos de valores entre V0
y Vi, como el diagrama de Bode del mismo para poder
divisar los valores de corte en el análisis de respuesta
en frecuencia.
Grafico 7 – Simulación de V0 y Vi en transitorio para obtención
de Av
Grafico 8 – Diagrama de Bode para obtención de Lf y Hf
Av simulación 4 V/V
Lf simulación 132.25 Hz
Hf simulación 110 MHz
Tabla 5 – Valores obtenidos en simulador
También se hizo mediciones de Ri y Z0 con la ayuda
del simulador aplicando el método de fuente de
prueba.
Ri simulador 510 Ω
Z0 simulador 22 kΩ
Tabla 6 – Valores obtenidos en laboratorio por divisor de voltaje
D) Colector común (seguidor por emisor)
En el caso de la simulación se aprecia en el simulador
CircuitLab los siguientes gráficos de valores entre V0
y Vi, como el diagrama de Bode del mismo para poder
divisar los valores de corte en el análisis de respuesta
en frecuencia.
Grafico 9 – Simulación de V0 y Vi en transitorio para obtención
de 𝐴𝑉′
Grafico 10 – Simulación de V0 y 𝑉𝑖′ (tomado de la señal de
salida del emisor común) en transitorio para obtención de 𝐴𝑉
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Grafico 11 – Diagrama de Bode para obtención de Lf y Hf
Grafica 6 – Valores de V0 y 𝑉𝑖′ medidos en laboratorio para
comparación de Av
Av simulación 0.76 V/V
Av laboratorio 0.452 V/V
𝐴𝑉′ simulación -4.55 V/V
𝐴𝑉′ laboratorio -4.52 V/V
Lf simulación 60 Hz
Lf laboratorio 38 Hz
Hf simulación 1.25 MHz
Hf laboratorio 755 kHz
Tabla 5 – Valores obtenidos en simulador y osciloscopio
También se hizo mediciones de Ri y Z0 con la ayuda
de un potenciómetro aplicando el teorema de máxima
transferencia de potencia y divisor de voltaje.
Ri laboratorio 22.4 kΩ
Z0 laboratorio 10.15 Ω
Tabla 6 – Valores obtenidos en laboratorio por divisor de voltaje
V. ANÁLISIS DE RESULTADOS
Los siguientes son las comparaciones entre los
valores obtenidos en el análisis teórico y los de las
practica.
A) Emisor común
Valor
teórico
Valor
experiment.
Error
porcentual
Av -9.12 V/V -10 V/V 8.8%
Lf 22.65 Hz 47 Hz 51.8%
Hf 1.215 MHz 290 kHz -319%
Ri 1.765 kΩ 1.643 kΩ 7.42%
Z0 385 Ω 473.5 Ω 18.7%
Tabla 7 – Calculo de error porcentual
De la tabla anterior se puede ver que los errores en las
resistencias no son de un gran margen, tampoco en la
ganancia por lo cual la amplificación y el
comportamiento del circuito eran los esperados, pero
en el caso de la respuesta de frecuencia difirieron en
cierto caso enormemente lo cual lleva a suponer que
hay que replantear el diseño por ese lado.
B) Emisor degenerado.
Valor
teórico
Valor
experiment.
Error
porcentual
Av -3.542 V/V -4.29 V/V 17.4%
Lf 11.48 Hz 9 Hz 51.8%
Hf 1.567 MHz 550 kHz -221%
Ri 1.87 kΩ 2 kΩ 6.5%
Z0 560 Ω 541.3 Ω 3.4%
Tabla 8 – Calculo de error porcentual
De la tabla anterior se puede ver que los errores en las
resistencias no son de un gran margen, tampoco en la
ganancia por lo cual la amplificación y el
comportamiento del circuito eran los esperados, pero
en el caso de la respuesta de frecuencia difirieron en
cierto caso enormemente lo cual lleva a suponer que
hay que replantear el diseño por ese lado
C) Base común
Valor
teórico
Valor
experiment.
Error
porcentual
Av 4.3 V/V 4 V/V 7.4%
Lf 132.25 Hz 230.4 Hz 42.6%
Hf 110 MHz 60 MHz 83.3%
Ri 450 Ω 510 Ω 11.76%
Z0 20.4 kΩ 22 kΩ 7.27%
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Tabla 9 – Calculo de error porcentual
De la tabla anterior se puede ver que los errores en las
resistencias no son de un gran margen, tampoco en la
ganancia por lo cual la amplificación y el
comportamiento del circuito eran los esperados, pero
en el caso de la respuesta de frecuencia difirieron en
cierto caso enormemente lo cual lleva a suponer que
hay que replantear el diseño por ese lado.
D) Colector común
Valor
teórico
Valor
experiment.
Error
porcentual
Av 0.76 V/V 0.452 V/V 68.14%
𝐴𝑉′ -4.55 V/V -4.52 V/V 0.66%
Lf 60 Hz 38 Hz 57.9%
Hf 1.25 MHz 755 kHz -65.56%
Ri 19.291 𝑘𝛺 22.4 kΩ 13.88%
Z0 4.952 Ω 10.15 Ω 51.2%
Tabla 10 – Calculo de error porcentual
De la tabla anterior se puede ver que los errores en la
resistencia de entrada no es de un gran margen, en
cambio en la de salida ya se tiene un error
considerable por lo cual afecta bastante a la ganancia,
pero en el caso de la respuesta de frecuencia difirieron
en cierto caso considerablemente lo cual lleva a
suponer que hay que replantear el diseño por ese lado
y revisar de nuevo la resistencia que es puesta en el
emisor.
VI. CONCLUSIONES
Los diferentes tipos de configuración básicas
del transistor BJT, entregan todas ciertas
ventajas ydesventajas, en últimas, es el
diseñador el queescoge el uso apropiado para
cada una de ellas,dependiendo de la
aplicación y operación deseada.
La enorme ambigüedad existente (sobretodo
en lo referente al beta del transistor) en la
informaciónque proporcionan las hojas de
datos, genera un errormuy alto, es pues
idóneo, para asegurar la operaciónde un
diseño, tener bien caracterizado el transistor.
La configuración en Emisor Común es la
queentrega mayor ganancia en voltaje, pero a
costa de una pobre impedancia de salida
(bastante alta) y una baja respuesta en
frecuencia.
La configuración en Base Común, entrega los
peores resultados, tanto en amplificación
como en impedancias de entrad y salida, pero
el ancho de banda que ofrece es superior al
que otorga cualquier otro tipo de
configuración.
La configuración de Colector común, pese a
que no amplifica (en voltaje), es excelente
como acople de impedancias, ya que sí
amplifica en potencia, siendo la
configuración con la impedancia de salida
más baja.
El circuito deja de ser un amplificador de
emisor común cuando se le quita el
condensador de desacople y pasa a ser un
amplificador con degeneración en el emisor,
ya que la conexión a tierra se pierde en el
emisor a la hora de analizar en pequeña señal
y ya viene a intervenir RE bajando la
ganancia con respecto al emisor común y
dando valores más altos de Ri y Z0
VII. REFERENCIAS
[1] Tomado de Fundamentos de electrónica analógica
de Camps Valls, Gustavo. (2006). Editado por
Universitat de Valéncia, pp. 131.
[2] Tomado de El problema de la polarización de
Francisco J. Franco Peláez. Citado 12 Abril de 2014,
pp. 32.
https://cv3.sim.ucm.es/access/content/group/portal-
uatducma-
43/webs/material_original/apuntes/PDF/03_polariza
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[3] Tomado de Circuitos de polarización de
transistores de Juan Carlos Ferrer Millán. Citado 12
Abril de 2014. Enlazado en Universitas Miguel
Hernández.
https://sites.google.com/a/goumh.umh.es/circuitos-
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analogicos/transparencias/
[4] Tomado de El problema de la polarización de
Francisco J. Franco Peláez. Citado 12 Abril de 2014,
pp. 30.
https://cv3.sim.ucm.es/access/content/group/portal-
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Universidad Nacional de Colombia – Sede Bogotá. Informe I Análoga II 10 Septiembre de 2014
43/webs/material_original/apuntes/PDF/03_polariza
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[5] Tomado de El problema de la polarización de
Francisco J. Franco Peláez. Citado 12 Abril de 2014,
pp. 44.
https://cv3.sim.ucm.es/access/content/group/portal-
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[6] Tomado de El problema de la polarización de
Francisco J. Franco Peláez. Citado 12 Abril de 2014,
pp. 37.
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[7] “LM3045/LM3046/LM3086 Transistor Arrays”.
Datasheet Catalog. En
http://pdf.datasheetcatalog.com/datasheet/nationalse
miconductor/DS007950.PDF
[8] “NPN silicon planar epitaxial transistors
2N3904A”. Datasheet Catalog. En
http://pdf.datasheetcatalog.com/datasheet/MicroElec
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[9] Cedra, Adel S., Smith, Kinneth C.
2004.“Microelectronic circuits”; Oxford University
Press; New York, EE.UU.
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