Sistema Avanzado de Control de Asado

Universidad Catolica

“Nuestra Senora de la Asuncion”

Sede Regional Asuncion

Facultad de Ciencias y Tecnologıa

Departamento de Ingenierıa

Electronica e Informatica

Carrera de Ingenierıa Electronica

Tecnologıas ElectronicasIng. Fernando Brunetti Ph.D

Ing. Jean Guevara.

SAMA 1.0

Cabrera, Freddy <[email protected]>Machuca, Javier <javier [email protected] >Ramırez, Pedro <[email protected]>

Saldivar, Carlos <[email protected]>Sexto Semestre

28 de enero de 2011

mailto:[email protected]




Capıtulo 1

Introduccion

SAMA 1.0(Sistema Avanzado de Monitoreo de Asado version 1.0) es unproyecto llevado a cabo por estudiantes de la carrera de Ingenierıa Electronicade la Universidad Catolica Nuestra Senora de la Asuncion”, el mismo consisteen la automatizacion de una parrilla para asar carne, atendiendo una necesidadde la amplia mayorıa de nuestra sociedad.

3

4 CAPITULO 1. INTRODUCCION

Indice general

1. Introduccion 3

2. Sensores y Logica de Control 72.1. Planteamiento. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72.2. Mediciones previas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 82.3. Sensor-Termopar . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8

2.3.1. Efecto Seebeck . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 92.3.2. Efectos Peltier y Thompson . . . . . . . . . . . . . . . . . 102.3.3. Consideraciones Practicas . . . . . . . . . . . . . . . . . . 112.3.4. Termopar Utilizado en SAMA . . . . . . . . . . . . . . . . 122.3.5. Compensacion de la union frıa. . . . . . . . . . . . . . . . 14

2.4. Circuito de acondicionamiento . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 172.4.1. Aproximaciones. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 172.4.2. Compensacion del termopar . . . . . . . . . . . . . . . . . 182.4.3. Amplificacion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 192.4.4. Resultados . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

2.5. Circuito de control . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 272.5.1. Variacion de la temperartura de coccion . . . . . . . . . . 272.5.2. Logica de accionamiento . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

2.6. Tarjeta de Circuitos Impresos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

3. Accionamiento. 353.1. Introduccion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 363.2. Control Digital . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 373.3. Three State . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40

3.3.1. Introduccion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 403.3.2. Negador con Enable. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 413.3.3. Nuestro propio Three State . . . . . . . . . . . . . . . . . 42

3.4. Circuito Astable . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 443.4.1. Introduccion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 443.4.2. Analisis de cada estado semiestable. . . . . . . . . . . . . 473.4.3. Calculo de la frecuencia y periodo de cada estado. . . . . 483.4.4. Implementacion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50

3.5. Puente H . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52

5

6 INDICE GENERAL

3.5.1. Introduccion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 523.5.2. Modelo elegido. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 533.5.3. Senal de control. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 543.5.4. Analisıs y diseno para la saturacion. . . . . . . . . . . . . 543.5.5. Simulacion del Puente H conectado al motor. . . . . . . . 57

3.6. Ensamblaje parrilla . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 613.7. Motor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 643.8. Manual del Usuario . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67

3.8.1. Panel de Control . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 673.8.2. Precauciones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67

3.9. Presupuesto . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 683.10. Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 69

A. Codigos de Matlab 71A.1. Grafica de error relativo. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 71A.2. Aneoxo 2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72

Capıtulo 2

Sensores y Logica deControl

2.1. Planteamiento.

Lo que basicamente se requiere realizar es lo mostrado en la figura 2.1.

Sensor

Requerimien-tos del Sensor

Generador de Rango de temperatura

Usuario-Regulador de temperatura de Cocción.

Temperatura

Comparador de Señales

Figura 2.1: Diagrama de bloques para el modulo de Sensor y Circuito de Controlde SAMA.

El objetivo consiste en poder realizar un circuito, que con algun sensor puedacaptar la temperatura en una parrilla, este sensor debera estar acondicionadacon todos los requerimiento y con una amplificacion ideal, ademas se tiene quede algun modo poder captar peticiones de usuario mediante otro sensor (en estecaso probablemente un potenciometro) y poder realizar comparaciones con lassenales que son enviadas por el usuario y las enviadas por el sensor , pudiendoa sı una senal de subir el motor, bajar el motor o no hacer ninguna accion.

7

8 CAPITULO 2. SENSORES Y LOGICA DE CONTROL

2.2. Mediciones previas

Antes de que se toque a profundidad los modulos de circuitos electronicos serealizaron ciertas mediciones. Entre ellas y la que se considera mas importantes(por parte de los disenadores) es la de medir la temperatura ideal de coccion,para este proceso se utilizo un sensor de temperatura que utiliza ondas infrarro-jas para la medicion y aparte de esto la larga experiencia de un conocedor de los“secretos del asado”1. Primeramente se preparo todo lo requerido para un asa-do, posteriormente se agrego y quito carbon hasta que supuestamente la carneestuviera en su punto ideal de coccion, se mantuvo un metal debajo mismo de laparrilla un cierto, luego el metal se quito y rapidamente se midio la temperaturadel mismo con el sensor mencionado 2.2, se realizaron varias repeticiones y losresultados se muestran en la tabla 2.1.

Figura 2.2: Medicion de temperatura con Sensor infrarrojo.

A partir de esta tabla se puede obtener:

TPromedio = 150,3333 ≈ 150 Celsius (2.1)

Los datos que fueron adquiridos aquı seran utilizados para realizar aproxima-ciones de la caracterıstica tension-temperatura del termopar, ademas servira paraponer senalizaciones al usuario para la coccion ideal de sus carnes. Ademas, deeste se puede especular el rango de utilidad del sensor.

2.3. Sensor-Termopar

Uno de los inconvenientes mas importantes que se encontro durante el desar-rollo del proyecto fue el tipo de sensor a ser utilizado. A principio se utilizarıa un

1Saldivar Carlos: Uno de los miembros del grupo de diseno

2.3. SENSOR-TERMOPAR 9

Oportunidad Grados Celsius Medidos 1 169 2 145 3 156 4 148 5 130 6 154

Cuadro 2.1: Tabla de Mediciones de temperatura de coccion de la carne.

PT100 (resistencia variable con la temperatura de platino), este era mucho maslineal que el sensor que posteriormente se utilizarıa; pero como hubo problemasa la hora de acceder a este sensor, se opto por un sensor disponible en el mer-cado nacional y que cumpliera con algunos estandares. Fue ası que se opto porla utilizacion de un termopar tipo J.A continuacion se explican varios ıtems que estan vinculadas con el funcionamien-to del termopar.

2.3.1. Efecto Seebeck

Considerese la union de dos metales distintos y cuyas uniones se encuentrana diferentes temperaturas tal como se muestra en la figura 2.3, en esta configu-racion; que se conoce como “termopar” o “termocupla”; se genera una corriente,que a la vez es producida por una fuerza electromotriz , a este fenomeno se leconoce como efecto Seebeck y la energıa por unidad de carga producida en dichofenomeno se conoce como fuerza termoelectromotriz (f.t.e.m), este es el voltajemedido por el voltımetro de la figura 2.4.

Esta f.t.e.m, VAB , es independiente de las resistencias de los metales (comose sabe la corriente es dependiente de este) y de otras caracterısticas, su relacioncon la diferencia de temperatura de las dos uniones esta dado por:

dVABdT

= SA − SB (2.2)

donde T es la diferencia de temperatura de las dos uniones, SA y SB son laspotencias termoelectricas absolutas de A y B. En general S no es constante yvarıa cuando aumenta T.


Considérese

T+ΔT \frac22

𝑇𝑇 + Δ𝑇𝑇 𝑇𝑇

Metal A

Metal B

I

Figura 2.3: Disposicion de metales donde se produce efecto Seebeck.

.

Considérese

T+ΔT \frac22

𝑻𝑻 + 𝚫𝚫𝑻𝑻 T

Metal A

Metal B

V

Figura 2.4: Medida de f.t.e.m.

2.3.2. Efectos Peltier y Thompson

Efecto Peltier: si una corriente fluye por una union de dos metales dedistintas caracterısticas cuyas uniones se encuentran a distintas temper-aturas entonces se produce un calentamiento o enfriamiento de la union,dependiendo del sentido de la corriente, si por ejemplo se tiene la config-uracion mostrada en la figura 2.5, al invertir el sentido de la corriente launion de la derecha comenzara a calentarse y la union de la izquierda seenfriara.Este fenomeno se describe a traves del coeficiente de Peltier πAB entre

los materiales, que se define como:

πAB = ±QpI

(2.3)

donde Qp es la potencia calorıfica transformada e I la corriente que fluyepor el circuito.

Efecto Thompson: en un metal homogeneo sobre el cual se encuentrapresente un gradiente de temperatura y a traves del cual fluye una corri-ente; se produce una absorcion o liberacion de calor. Si la corriente fluye

2.3. SENSOR-TERMOPAR 11Considérese

T+ΔT \frac22

Se calienta Se enfría

𝑇𝑇 + Δ𝑇𝑇 𝑇𝑇 − Δ𝑇𝑇

- +

Metal A

Metal B

I

Figura 2.5: Efecto Peltier.

en el mismo sentido donde fluye el calor, se produce una liberacion decalor, en caso contrario se produce una absorcion de calor. La potenciacalorıfica debida al efecto Thompson esta dada por:

q = iσdT

dx(2.4)

donde dTdx es el gradiente de temperatura longitudinal sobre el metal y σ

el coeficiente de Thompson.

A traves del principio de conservacion de Energıa se puede demostrar unarelacion entre el efecto Seebeck y el efecto Peltier y Thompson, este esta dadopor :

dVABdT

=dπABdT

+ (σB − σA) (2.5)

2.3.3. Consideraciones Practicas

Existen unas reglas practicas, que son utilizadas por los disenadores a lahora de realizar aplicaciones con los termopares y que tambien son tomadas encuenta en SAMA.

a. Regla de los metales homogeneos: no se puede conseguir una f.t.e.m.con un solo metal homogeneo, esto es sin importar la diferencia de tem-peratura que existan alrededor de este metal. Una explicacion grafica deesto se muestra en la figura 2.6.

b. Regla de los Metales Intermedios: si se intercala un tercer metal conotras caracterısticas, y esta metal se mantiene a la misma temperatura quetendrıa la union si este metal no estuviese, entonces la f.t.e.m. anadida esnula, figura 2.7.

Esta propiedad permite que comercialmente esten disponibles termoparesque tengan una sola union, y la otra union es la utilizada para realizar lamedida correspondiente.


A

B

Temperaturas a lo largo del metal

A

B

=

T1 T2T1 T2

T4 T5 T6

T6 T4 T5

Figura 2.6: Regla de los metales homogeneos.

A

B

Temperaturas a lo largo del metal

A

B

=

T1 T2T1 T2

T4 T5 T6

T6 T4 T5

A

B

A

B

=

T1 T2T1 T2

Metal Intermedio

Figura 2.7: Regla de los metales intermedios.

c. Regla de de las Temperaturas sucesivas El termopar generara unf.t.e.m. V1+V2 cuando las uniones esten a temperaturas T1 y T3 si generanuna f.t.e.m. V1 cuando estan a T1 y T2, y una f.t.e.m. V2 cuando las unionesesten a T2 y T3.

2.3.4. Termopar Utilizado en SAMA

El termopar utilizado para el proyecto SAMA 1.0 es el termopst tipo “J”2,que esta constituido por la union de dos aleaciones: hierro y constatan. Estetermopar tiene un rango de utilidad 0 a 760 grados Celsius.Una ecuacion practica que se puede utilizar para obtener la curva caracterısticatemperatura-voltaje de los termopares es la siguiente:

T = a0 + a1V + a2V2 + a3V

3 . . . . (2.6)

donde V es el voltaje medido mediante el termopar y T es la temperatura conrespecto a 0C.Para el termopar tipo “J” se tienen los siguientes parametros:

a0 = −0,048868252 a1 = 19873,14503 a2 = −218614,5353a3 = 11569199,78 a4 = −264917531. a5 = 2018441314;

2Denominacion de la ANSI


A partir de estos parametros y utilizando la ecuacion (2.6) se puede obtener lacurva caracterıstica presentada en la figura 2.8 y en la figura 2.9 se muestra unatabla tabulada para el mismo. A simple vista la figura 2.8 nos da la idea de que

0 100 200 300 400 500 600 7000

0.005

0.01

0.015

0.02

0.025

0.03

0.035

0.04

0.045Termopar tipo "J"-Característica Voltaje-Temperatura

Temperatura (ºC)

Vol

taje

(V

oltio

s)

Figura 2.8: Caracterıstica Voltaje-Termperatura de Termopar tipo J.

una aproximacion lineal serıa bastante buena.Los cables que poseen los termopares comerciales son cables compensados, esdecir no son del mismo material que constituye la union, son de menor costoque las aleaciones mencionadas, estos agregan un f.t.e.m. despreciable. Algunasimagenes del termopar son mostradas en la figura 2.10. A continuacion se citanalgunas caracterısticas importantes del termopar adquirido:

Dıametro de vaina protectora: 4.8 milımetros.

Largo de vaina protectora: 18.5 centımetros.

Dıametro de rosca de sujecion: 12.8 milımetros.

Largo de rosca de sujecion: 2 centımetros.

Largos de cable blindado-compensado: 1.5 metros.

Hay que destacar que todos los datos que son expuestos aquı, fueron ex-traıdos de [1] ya que no ha sido posible conseguir una hoja de datos para elSensor que fue adquirido en mercado nacional, pero se conto con el respaldo deun tecnico quien dio ciertas caracterısticas empıricas del sensor.


TERMOCUPLA TIPO J milivolts(mV)C 0 1 2 3 4 5 6 7 8 90 0.000 0.050 0.101 0.151 0.202 0.253 0.303 0.354 0.405 0.45610 0.507 0.558 0.609 0.660 0.711 0.762 0.813 0.865 0.916 0.96720 1.019 1.070 1.122 1.174 1.225 1.277 1.329 1.381 1.432 1.48430 1.536 1.588 1.640 1.693 1.745 1.797 1.849 1.901 1.954 2.00640 2.058 2.111 2.163 2.216 2.268 2.321 2.374 2.426 2.479 2.53250 2.585 2.638 2.691 2.743 2.796 2.849 2.902 2.956 3.009 3.06260 3.115 3.168 3.221 3.275 3.328 3.381 3.435 3.488 3.542 3.59570 3.649 3.702 3.756 3.809 3.863 3.917 3.971 4.024 4.078 4.13280 4.186 4.239 4.293 4.347 4.401 4.455 4.509 4.563 4.617 4.67190 4.725 4.780 4.834 4.888 4.942 4.996 5.050 5.105 5.159 5.213100 5.268 5.322 5.376 5.431 5.485 5.540 5.594 5.649 5.703 5.758110 5.812 5.867 5.921 5.976 6.031 6.085 6.140 6.195 6.249 6.304120 6.359 6.414 6.468 6.523 6.578 6.633 6.688 6.742 6.797 6.852130 6.907 6.962 7.017 7.072 7.127 7.182 7.237 7.292 7.347 7.402140 7.457 7.512 7.567 7.622 7.677 7.732 7.787 7.843 7.898 7.953150 8.008 8.063 8.118 8.174 8.229 8.284 8.339 8.394 8.450 8.505160 8.560 8.616 8.671 8.726 8.781 8.837 8.892 8.947 9.003 9.058170 9.113 9.169 9.224 9.279 9.335 9.390 9.446 9.501 9.556 9.612180 9.667 9.723 9.778 9.834 9.889 9.944 10.000 10.055 10.111 10.166190 10.222 10.277 10.333 10.388 10.444 10.499 10.555 10.610 10.666 10.721200 10.777 10.832 10.888 10.943 10.999 11.054 11.110 11.165 11.221 11.276210 11.332 11.387 11.443 11.498 11.554 11.609 11.665 11.720 11.776 11.831220 11.887 11.943 11.998 12.054 12.109 12.165 12.220 12.276 12.331 12.387230 12.442 12.498 12.553 12.609 12.664 12.720 12.776 12.831 12.887 12.942240 12.998 13.053 13.109 13.164 13.220 13.275 13.331 13.386 13.442 13.497250 13.553 13.608 13.664 13.719 13.775 13.830 13.886 13.941 13.997 14.052260 14.108 14.163 14.219 14.274 14.330 14.385 14.441 14.496 14.552 14.607270 14.663 14.718 14.774 14.829 14.885 14.940 14.995 15.051 15.106 15.162280 15.217 15.273 15.328 15.383 15.439 15.494 15.550 15.605 15.661 15.716290 15.771 15.827 15.882 15.938 15.993 16.048 16.104 16.159 16.214 16.270300 16.325 16.380 16.436 16.491 16.547 16.602 16.657 16.713 16.768 16.823

Figura 2.9: Valores tabulados en mV de la termocupla tipo J.

2.3.5. Compensacion de la union frıa.

Como ya se dijo anteriormente, comercialmente se proporciona una solaunion de metales, y tenemos como salida dos cables, que constituiran la unionfrıa, generalmente a partir de metales intermedios.El termopar genera un voltaje a partir de la diferencia de temperatura entre susuniones, habitualmente las tablas y las formulas de aproximacion consideran launion frıa a 0. Lograr que la temperatura de la union frıa sea de cero gradoscelcius no serıa de gran utilidad, en vez de esto se deberıa de tratar de conseguiruna solucion de manera electronica.Considerese la situacion mostrada en la figura 2.11. Por la regla de los metalesintermedios la union frıa estara a una temperatura T2 (se considerea que estatemperatura con respecto a 0)Celsius), ya que el circuito de acondicionamientose considera a la misma temperatura que los cables destinados a ser la unionfrıa. A partir de la ecuacion (2.2) tendrıamos lo siguiente:

dV

dT= SHC (2.7)


(a) Vista lateral (b) Vista con cables de compensacion.

(c) Vista frontal.

Figura 2.10: Imagenes de Termopar adquirido.

Circuito de acondicionamiento

Metales intermedios

T1 T2

Figura 2.11: Diagrama del termopar a un circuito de acondicionamiento.


donde SHC coeficiente de Seebeck de la union Hierro-Constatan y T constituye ladiferencia de temperatura de las uniones. Una buena aproximacion es considerarque SHC es constante. Entonces se tendra:

V = SHCT = SHCT = SHC(T1 − T2) = SHCT1 − SHCT2 (2.8)

A partir de (2.8) se puede conseguir:

T1SHC = V + SHC ∗ T2 (2.9)

Segun (2.9) se puede obtener T1 si de alguna manera se logra medir T2, estose logra usando otro sensor; como generalmente T2 es mucho menor que T1,se utiliza un sensor de temperatura de mucho menor rango para realizar estamedida.

Luego de todo lo dicho se presenta el diagrama de la figura 2.12 que consti-tuye las operaciones que se tendrıan que realizar para medir adecuadamente latemperatura T1. El sensor utilizado debe ser uno que no tenga la necesidad de

T1

T2

Sensor secundario

encargado d medir T2

Acondiciona-dor para Suma

Sumador Amplificador de Señal

Figura 2.12: Diagrama para Compensacion de la union frıa del termopar.

ser compensado (o sino se producirıa un ciclo infinito), a continuacion la senalde este sensor debe ser acondicionada de tal manera que sea igual o aproximada-mente igual a la senal de un termopar cuya union frıa se encuentre a 0 Celsius,luego se utiliza un sumador para poder tener (2.9), luego esta Senal es envıadaal circuito de acondicionamiento de senal. Es importante destacar que este pro-ceso de suma se puede realizar antes o despues del proceso de acondicionmientopara el termopar.En secciones posteriores se mostrara como se implementa el proceso que semenciono a nivel de circuitos.

2.4. CIRCUITO DE ACONDICIONAMIENTO 17

2.4. Circuito de acondicionamiento

2.4.1. Aproximaciones.

Se realizara una aproximacion lineal de la caracterıstica tension-temperaturadel termopar, utilizando la tabla de la figura 2.9 y considerando que la temper-atura de coccion ideal esta cerca de los 150 grados celsius:

V150C−140C =8,008mV − 7,457mV

150C − 140C= 55,1µV/C

V160C−150C =8,560mV − 8,008mV

160C − 150C= 55,2µV/C

Vprom =55,2µV + 55,1µV

2= 55,15µV/C = 55,2µV/C

Entonces se aproxima 55.2 µV/C la caracterıstica tension-temperatura del ter-mopar, la grafica de aproximacion se muestra en la figura 2.13 junto a la graficaobtenida mediante la ecuacion 2.6.Para medir el grado de error que se tiene se utilizara la definicion de error

0 50 100 150 200 250 3000

0.002

0.004

0.006

0.008

0.01

0.012

0.014

0.016

0.018

0.02Termopar tipo "J"-Característica Voltaje-Temperatura

Temperatura (ºC)

Vol

taje

(V

oltio

s)

Curva realCurva Aproximada

Figura 2.13: Curva real y aproximada.

relativo en porcentaje:

E =Valor obtenido−Valor Real

Valor real× 100 (2.10)

Con esto se analiza el “impacto del error” que se comete en la aplicacion. Pararealizar una grafica del error relativo en funcion de la temperatura se utilizaMatlab3, obteniendose la grafica de la figura 2.14.

3El codigo se puede ver en Anexos


50 100 150 200 250 300-100

-80

-60

-40

-20

0

20

40

60

80

100Error relativo considerando características lineales del termopar

Temperatura (ºC)

Por

cent

aje

de e

rror

Figura 2.14: Error relativo en funcion de la temperatura Real.

Se hace esto de 25 a 300 Celsius. Se ve en la grafica que a medida quetrabajemos a altas temperaturas la aproximacion es mas valedera y los erroresque podrıan generarse son de poca importancia, para dicha temperatura.

A continuacion se describiran todos los modulos electronicos de SAMA 1.0.

2.4.2. Compensacion del termopar

Para que ocurra el efecto Seebeck a la medida de las temperaturas, es nece-sario mantener una de las uniones a una temperatura de referencia, en este casose utiliza para el efecto la denominada compensacion electronica de la union dereferencia el cual consiste en dejar que la union de referencia sufra las varia-ciones de la temperatura ambiente, pero estas se detectan con otro sensor detemperaturas, dispuesto en la vecindad de la union de referencia, y se suma unatension igual a la generada en la union frıa. Para SAMA 1.0 se utilizo un sensorde temperatura integrado para llevar a cabo el proceso de compensacion, es elLM35, que tiene un rango de medicion de -55C a +150C figura (2.15), conuna configuracion que se describira a continuacion.

El LM35 envıa valores lineales de tension en funcion de la temperatura,por ejemplo +250mV en valor electrico, indican +25C en valores termicos, lasalida es de 10mV/C, como lo mencionado anteriormente sobre la termocuplatipo J, que su valor de salida cerca de los 150C(coccion ideal de la carne), esde aproximadamente 55,2µV/C, la compensacion consiste en utilizar al LM35como temperatura de referencia, por lo tanto, estos 10mV/C que tiene, debereducirse a la escala de la termocupla, es decir a los 55,2µV/C, por ello es queestan las dos resistencias(R1 y R2) en serie como divisor de tension,se elijen lossiguientes valores de resistencias:


R1

TC(−)

R2

LM35

+4V a +20V

Figura 2.15: Compensacion para la termocupla tipo J.

R1 = 56Ω R2 = 10kΩ

De tal manera a que:

VTC(−) =VLM35 ∗ 56Ω

56Ω + 10kΩ= 5,5688 ∗ 10−3 ∗ VLM35

Si suponemos que la temperatura medida por el LM35 es de 1C, el valor entension lanzado en su salida sera de 10mV , ademas suponiendo tambien que latermocupla esta a la misma temperatura, su salida serıa de 55,2µV , entonces:

TC(−) =10mV ∗ 56Ω

56Ω + 10kΩ= 55,688µV (2.11)

Este valor indica que mediante el divisor de tension hecho en la salida delLM35 se logra que aproximadamente(los calculos no se ajustan con precisionpor los valores de resistencias disponibles en el mercado), el valor de la salidatomada en TC(−) sea de unos 55,688µV/C que es un valor muy cercano a lasalida de la termocupla.

2.4.3. Amplificacion

Amplificadores Operacionales

Basicamente un amplificador se puede representar por el circuito de la figura2.16 Donde Zi es la impedancia de entrada del circuito, A es la ganancia en lazoabierto del amplificador , Zo es la impedancia de salida del circuito y Vd es ladiferencia potencial en las entradas del amplificador.El modelo de la figura 2.16 es tambien utilizado para el AO4, que generalmenteposee valores muy grandes de impedancia de entrada y ganancia de lazo abierto.Generalmente se utilizan configuraciones especiales para poder controlar la ganan-cia de un sistema que posee configuraciones especiales, estas se basan principale-mente en principios de realimentacion, especıficamente realimentacion negativa.El sımbolo del amplificador operacional se muestra en la figura 2.17, la entradarotulada “-” se denomina “entrada inversora” y la entrada rotulada “+” es la “entrada no inversora”.

4Abreviacion de Amplificador Operacional


iZ

oZ

dAV

dV oV

Figura 2.16: Modelo de un Amplificador

−

+v+

v−

vo

Figura 2.17: Sımbolo del amplificador.

Como la impedancia de entrada del AO es de valor muy elevado la corri-ente de entrada se puede considerar 0 amperios, lo que tambien implicarıa queel voltaje diferencial entre la entrada inversora y la no inversora es 0 voltios,entonces para realizar el analisis con amplificadores operacionales consideramosque no fluye corriente en las entradas del mismo y que las entradas estan al mis-mo potencial, esta consideracion se conoce como “restriccion de punto suma”.

Amplificador no inversor

Se analizara ahora la disposicion de amplificador no inversor mostrada enla figura 2.18, que es el que sera utilizado en SAMA. Utilizando la restriccionde punto suma, se sabe que la entrada se encuentra al mismo potencial que laentrada no inversora. Utilizando esto, podemos aplicar la ley de corrientes deKirchoff se consigue:

ViRA

+Vi − VoRB

= 0 (2.12)

de 2.12 se obtiene:

Vo =

(1 +

RBRA

)Vi (2.13)

Se debe elegir RB Y RA de tal manera a obtener la ganancia deseada, peroantes de pasar a la eleccion de estas resistencias se pasara al analisis de algunascaracterısticas que conciernen a los amplificadores operacionales.


+ +

-

-

AR

BR

iV

oV

Figura 2.18: Amplificador no Inversor

Desviaciones en amplificadores operacionales

En la practica los amplificadores operacionales estan constituidos interna-mente por transistores y estos agregan ciertos errores a la hora de realizar medi-ciones.Entre los causantes de estos errores tenemos a la corriente de polarizacion IB ,la corriente de offset Ioff y el voltaje de offset Voff , estos son mostrados en lafigura 2.19.La corriente de polarizacion, se debe a los transistores internos, estos como sesabe, necesitan ser polarizados de alguna manera, la corriente de polirazacionesta rotulada IB+ e IB− para las corrientes de polorizacion de la entrada noinversora e inversora respectivamente. La corriente de de offset es debida a quelas corrientes de polarizacion no son iguales y esta definada por:

Ioff = IB+ − IB− (2.14)

El voltaje de offset modela el hecho de que cuando se tiene una entrada difer-encial de 0 Voltios la salida del amplificador no es 0 Voltios. Se analizara ahoracomo afecta estas desviaciones al amplificador no inversor, para ello se aplicara elprincipio de superposicion.Se Voff por un corto circuito,

Ioff2 por un circuito abierto, y simplemente vemos

las corrientes de polarizacion. Ademas se supone que el voltaje de entrada esde 0 voltios pero que esta fuente de entrada es tiene una resistencia de salida


+

-

BI

BI

2offI

ffV0

Figura 2.19: Modelo para las desviaciones del AO.

representado por Rint.Con todas las consideraciones mencionadas se tendrıa el circuito de la figura2.20.

El potencial en la entrada no inversora estara dado por :

V+ = −IB+Rint (2.15)

Y aplicando LCK 5:V+RA

+V+ − VoRB

+ IB− = 0 (2.16)

de 2.15 y 2.16 se obtiene:

Vo = −Rint ∗ IB+(RBRA

+ 1) + IB−RB (2.17)

De 2.17 se ve que se puede reducirVo reduciendo RB , esto es manteniendo estaresistencia para obtener la ganancia deseada, si IB+ = IB− se podrıa conseguirque los efectos de la corriente de polarizacion sean anulados, no se utiliza estemetodo por que en general IB+ 6= IB−, entonces se considera que la mejor man-era de reducir los efectos de las corrientes de polarizacion es reduciendo RB ytambien Rint.

Seguidamente se pasivaran las corrientes de polarizacion y el voltaje de offsety se vera solo el efecto de la corriente de offset, entonces se tiene el circuito de

5Ley de corrientes de kirchoff


+

-

BI

BI

2offI

ffV0

+

-

BI

BI

AR

BR

oV

BI

BI

+

-

AR

BR

oV

+

-

2offI

intR

Figura 2.20: Circuito equivalente para analisis de efecto de Corriente de polar-izacion.

la figura 2.21 de la cual se puede obtener que:

Vo2 = −Ioff2Rint(

RBRA

+ 1)− Ioff2RB (2.18)

Los efectos del voltaje de offset no pueden ser reducidos, aunque si son con-siderados constantes se pueden obtener circuitos de calibracion para compensarsu efecto, pero en la realidad no son constantes y dependen de muchas variables,tales como la temperatura, corriente de alimentacion,etc.


+

-

BI

BI

2offI

ffV0

+

-

BI

BI

AR

BR

oV

BI

BI

+

-

AR

BR

oV

+

-

2offI

intR

intR

Figura 2.21: Circuito equivalente para analisis de efecto de Corriente de Offset.

Eleccion de resistencias

A partir de lo analizado en la seccion anterior, se nota claramente que esmejor trabajar con resistencias de poco valor “ohmico”, ya que ayudan a quelas corrientes de desviacion de los amplificadores operacionales no afecten demanera considerable en la ganancia deseada.Por mencionar otro factor, el ruido metido por las resistencias de poco valores menor, esto se da por ejemplo en el caso del ruido Johnson o ruido termico,este tipo de ruido es producido por el movimiento aleatorio de electrones enel material resistivo, esta dado por 2.19, este da el ruido en rms (raız mediacuadratica).

Rrms = 4kRT (f2 − f1) (2.19)

donde

k : Constante de Boltzman R : ResistenciaT : Temperatura absoluta del resistor (f2 − f1) : Ancho de banda del ruido

Amplificacion de la senal de la termocupla

Una vez explicado detalladamente el proceso de compensacion de la ter-mocupla, procedemos a abordar el tema de la amplificacion de los valores da-dos por el termopar, recordemos que este es 55,688µV/C, hallado anterior-mente, se define por los disenadores que cada grado centıgrado de temperatura,este representado por 10mV, en otras palabras, la salida del amplificador sera de10mV/C, se utilizara para el caso de amplificacion, los llamados amplificadoresoperacionales, considerando pues que las tensiones a ser amplificadas seran muy


pequenas(valores dados por la termocupla), el AO utilizado debe ser muy pre-ciso, con bajo offset de corriente y tension de entrada y propenso a fenomenoscomo ruido externo para que estos no afecten en gran manera la etapa de am-plificacion describida a continuacion.

De los calculos hechos recientemente, se concluyo que la termocupla ofrecıauna respuesta a la temperatura de 55,688µV/C, como lo deseado es que la salidade la etapa de amplifiacion sea de 10mV/C se procede a hallar la ganancia quedebe tener tal diseno de AO.

G =VoVi

=10mV/C

55,2µV/C= 181,159 (2.20)

El siguiente grafico es la configuracion del amplificador fig.(2.22):

1Ω 180Ω

−

+TC(+)

Out

-12 V

+12 V

47nF

Figura 2.22: Configuracion de la etapa de amplificacion de los valores del ter-mopar.

Tal configuracion de amplificador, tiene una ganancia representada como:

G =

(1 +

RFRA

)=

(1 +

180Ω

1Ω

)= 181 (2.21)

El capacitor en tal configuracion no es mas que para disminuir en lo posibleel ruido que puede ingresar a esta etapa por medio de la salida positiva deltermopar.

Varios analisis y pruebas extensas en el laboratorio, comprobaron que elamplificador operacional OPA27, cortesıa de TEXAS INSTRUMENTS es idealpara esta aplicacion, pues posee un offset de entrada de 100µV como valormaximo y otras caracterısticas apreciables.

Configuraaciones alternativas

Se probaron otras disposiciones de amplificadores operacionales , que esta-ban configuradas para autocompensarse, entre ellas se destaca el amplificador


diferencial mostrado en la figura 2.23. Esta configuracion fue probada varias

++

-

-

Entrada de terminal positivo de termopar

Figura 2.23: Circuito amplificador diferencial

veces cuando no se disponıa del OPA 27, pero no dio resultados positivos en lahora del montaje.

2.4.4. Resultados

En la figura 2.24 se muestra una imagen donde se esta midiendo la temper-atura ambiente con varios instrumentos, entre ellos ya se encuentra el termoparcon el circuito de acondicionamiento. De izquierda a derecha los multımetros

Figura 2.24: Resultados.

miden la temperatura lanzada por el: LM 35, Termopar directamente conecta-do al tester, Termopar con amplificador no inversor, termopar con amplificadordiferencial .Suponiendo que el LM35 entrega correctamente el voltaje que indica la temper-atura correcta, en este caso 29.1 grados Celsius, el que mas se aproxima al valor

2.5. CIRCUITO DE CONTROL 27

real es el del amplificador no inversor. Ademas el amplificador diferencial eraextremadamente inestable, razon por la cual se decidio utilizar el amplificadorno inversor, cuya funcionalidad se presento extensamente ya en las seccionesanteriores.

2.5. Circuito de control

2.5.1. Variacion de la temperartura de coccion

La senal de referencia se genera con la siguiente logica: si se tiene una tem-peratura de coccion del asado por ejemplo 150 grados celsius , entonces paraesta temperatura tendrıamos un voltaje que represente esa temperatura a estevoltaje, se le llama V(150 grados). Entonces las senales de referencia se ponena V(150+5 grados) y V(150-5 grados).Se hace que el usuario especifique la temperatura de V(150+5 grados) y a estese le resta V(10 grados) para obtener el rango de trabajo.

Hasta aquı ya tenemos la base primordial de todo el proyecto, la parte sen-sores y su respectivo acondicionamiento, pues si no fuesen en lo posible exactosestos modulos, no serıa provechosa realizar las demas, es fundamental pues, quelos valores medidos deben ajustarse al maximo a los valores reales de coccion.Primeramene la fase de compensacion y luego la de amplificacion, de aquı enmas, los modulos descritos estan orientados mas a la parte de senales para elaccionamiento(motores) e interfaz con el/la usuario/a(definicion de la temper-atura de coccion).

Primeramente se explicara el proceso con el cual el usuario de SAMA 1.0puede elegir una temperatura de coccion deseada. Observando la figura 2.25,se puede notar a la izquierda una serie de resistores y un potenciometro, es-ta parte del circuito esta disenado para realizar un divisor de tension y conel potenciometro definir el rango al cual sera definido, es decir si el cursor delpotenciometro estuviera al mınimo, la tension en ella serıa 0V , por ser practi-camente un corto circuito entre el cursor y el pin que esta a tierra, en cambio siel cursor estuviese al maximo(los 20kΩ entre cursor y tierra), la tension serıa:

Vcursor =20kΩ ∗ 12V

20kΩ + 12kΩ + 2,2kΩ + 47kΩ= 2,955V (2.22)

Por lo tanto el rango definido de la tension en el cursor del potenciometro esde Vcursor = 0V a 2,955V , recordando los calculos para la etapa de amplificacionde las senales de la termocupla fue de 10mV/C, estos valores hallados con laconfiguracion de resistores en serie y el potenciometro, representa termicamentea un rango que es de 0C a 295.5C.

Observando de vuelta la figura 2.25, la siguiente asociacion de resistores serealiza de tal manera a que con el divisor de tension se obtenga aproximadamente0.1V o termicamente 10C:

Vref =12V ∗ 100

100 + 12kΩ= 0,099V (2.23)


20kΩ

2k2Ω

12kΩ

47kΩ

+12V

100Ω

12kΩ

+12V

−

+

-5 V

+5 V

−

+

-5 V

+5 V

−

+

-5 V

+5 V

R4

R3

R1

R2

Up

Down

Figura 2.25: Circuito de senal de accionamiento y seleccion de temperatura.

Los dos operacionales que estan conectados a los divisores de tension de-scritos, tienen una configuracion de seguidor de tension, para que estos veanuna alta impedancia en las terminales de los operacionales y al acoplar a otraparte del circuito(siguiente configuracion de operacional) no se vean afectadosde ninguna manera.

Por ultimo se encuentra el operacional que contiene las salidas de los seguidoresde tension, tal configuracion es un amplificador diferencial, Suponiendo que elamplificador operacional es ideal, y que R4/R3 = R2/R1, se puede observar quela tension de salida es una constante multiplicada por la senal diferencial deentrada (Vup − Vref ), es decir.

VDown =R2

R1(VUp − Vref ) (2.24)

Para el efecto se elijen R4 = R3 = R2 = R1 = 100Ω, de tal manera que lasalida es la diferencia de ambas tensiones de entrada y la constante es la unidad.Con esto se logra que la salida VDown sea 10C menor que la temperatura decoccion elejida por el usuario, lo que se desea es que exista un rango a la cuallas senales de accionamiento no sean enviadas, esto serıa si la termocupla seencontrase a ±5 C de la temperatura elejida. Los amplificadores operacionaleselejidos para este bloque es el LM324

2.6. TARJETA DE CIRCUITOS IMPRESOS 29

2.5.2. Logica de accionamiento

Ahora estas dos senales Up y Down son enviadas a un bloque de com-paradores, donde se definen si la termocupla esta a sobretemperatura(mayor ala temperatura elejida) o a subtemperatura(menor a la temperatura elejida),vease la figura 2.26.

−

+Down

-12 V

+12 V

−

+

Up

-12 V

+12 V

1kΩ

+5 V

Signal to Down

1kΩ

+5 V

Signal to Up

Out

Figura 2.26: Comparador para comprobar el estado del sensor.

Ambos comparadores tienen la misma referencia de entrada Out, que es lasalida de la etapa de amplificacion del termopar explicada en secciones anterioresfigura 2.22, entre sus otras entradas Up y Down existe 0.1V de diferencia o 10C,este es el rango en el cual no existe una senal para bajar o subir, es decir laparrilla se mantiene quieta; las salidas Signal toUp y Signal toDown, son lassenales de accionamiento para los motores. el comparador utilizado para estaoperacion es el LM2901. En la figura 2.27 se muestra los resultados de unasimulacion (utilizando Pspice ) con una entrada al amplificador de 1 milivoltios.

2.6. Tarjeta de Circuitos Impresos

El diseno de la placa es otro de los paso mas importantes en la placa deacondicionamiento de una senal, especialmente si se trabaja sobre senales muy


Figura 2.27: Simulacion del amplificador con una entrada de 1mV.


chicas tales como el termopar. El diseno de la placa es realizado con la her-ramienta Layout6.En la figuras 2.28 y 2.29 se muestran imagenes donde se muestran las capas Topy Bottom respectivamente, es decir las caras superior e inferior de la placa. Sepuede notar que la capa superior es utilizada simplemente para realizar puentes,la mayor parte de las conexiones se encuentran en la parte inferior de la placa.

Figura 2.28: Diseno de Placa-top.

Con lo que respecta a la disposicion de los componentes, lo que se trata dehacer es agrupar los componentes de acuerdo al modulo al cual corresponden,se distinguen en la placa claramente las etapas de entradas - compensacion-amplificacion-generador de senales-logica de control y salidas.En el cuadro 2.2 se muestra una tabla donde se especifican las dimensiones queconciernen a la placa, se trata de especificar todas las dimensiones relevantes.

En la tabla 2.3 se muestran algunas caracterısticas importantes de encapsu-lado de componentes.

En la fig 2.30 se muestra la placa terminada y con los componentes ya sol-dados.

6Se asume que el lector tiene cierto conocimiento sobre herramientas de Diseno de Placas


Figura 2.29: Diseno de Placa-Bottom.

Característica Medida en mm Medida en mil=0.1 pulgadas Dimensiones de placa: Ancho de placa 77.9 3062 Largo de placa 82.8 3297 Grosor de pistas: Alimentación 0.76 30.0 Conexión de Componentes 0.51 20.0 Separaciones Pista a pista 0.508(mínimo) 20(mínimo) Pista a vía 0.31(mínimo) 15(mínimo) Pista a pad 0.31(mínimo) 15(mínimo) Plano de tierra (copper pour): Clearance 0.3 12.0

Cuadro 2.2: Tabla de algunas dimensiones importantes.


Componente Encapsulado-Característica Cantidad de Pines OPA 27-Amp. Op Dual-In-Line Plastic Packages (PDIP) 8 Lm 2901-Comparador Pin Plastic Dual In-Line Package (DIP) 14 Lm 324-Amp Op Pin Plastic Dual In-Line Package (DIP) 14 Lm 35-Sensor de Temperatura Plastic Package 3 Resistencias De inserción-axiales 2 Condesadores De inserción-radial 2

Cuadro 2.3: Caracterısticas de encapsulado de componentes.

Figura 2.30: Placa terminada con los componentes ya soldados.

Capıtulo 3

Accionamiento.

35

36 CAPITULO 3. ACCIONAMIENTO.

3.1. Introduccion

El modulo de accionamiento del motor fue desarrollado tras definir y afer-rarse a una interfaz para comunicar este modulo con el modulo del sensor. Lamisma fue la primera cuestion a definir y fue la que permitio el desarrollo in-dependiente de ambos modulos, hecho que agiliza el desarrollo del mismo alvolverlo independiente. Como veremos cada submodulo de esta seccion fue de-sarrollado siguiendo esta misma tematica de independizar los mismos.

La idea basica este modulo desarrollado es que tras recibir la senal de subiro bajar el mismo active el motor de CC con una polaridad u otra, ademas depermanecer en reposo cuando ambas senales esten bajas. Estas senales se emitenpor convencion por vıas distintas y estan a 5 [V] en modo activo y 0 [V] parareposo.

El trabajo desarrollado no se limita solo a esto, sigue con medidas de con-tencion de errores, el desarrollo de una interfaz para que al usuario le sea posiblemover la parrilla accionado el motor, implementar un reloj, entre otras cosas yamenos importantes detalladas a profundidad mas adelante en este informe.

Las metas al emprender esta labor son claras y el trabajo fue apuntando a lasmismas atendiendo a no dispersarse en otras cosas ya que el tiempo disponiblepara el desarrollo es limitado. Prioridad uno es el funcionamiento del modulo,luego es el precio y por ultimo pero no dejado de lado la estetica del mismo.

3.2. CONTROL DIGITAL 37

3.2. Control Digital

Para el movimiento del motor utilizamos un circuito de control digital, deesta manera, el objetivo es que este circuito reciba la senal del sensor de temper-atura o de los pulsadores manuales y de acuerdo a si el habilitador esta encendidoo apagado, pase o no esta senal al puente H para mover el motor, tambien de-bera realizar un control de las senales que nos envıa el sensor de temperatura,ya que estas no deben coincidir al mismo tiempo en un nivel logico alto.

Ese es el objetivo de forma general, ahora veremos como logramos que secomporte ası de manera mas detallada. Como primer punto a detallar tenemosel habilitador, el cual consideramos solo como una entrada al realizar la simpli-ficacion por Karnaugh pese a que recibe dos senales, una del circuito astable yotra para utilizar el control manual, esto hicimos porque desde el punto de vistade la transferencia de senal al motor no importa cual de los modos esta activo,solo importa si se debe pasar la senal o no.

Ahora generaremos la tabla de verdad para que el circuito deje pasar lasenal solo cuando el habilitador esta activado. Notese que en este punto aunno tomamos en cuenta el hecho de que las senales de subir y bajar se pudieranactivar al mismo tiempo, esto haremos mas adelante.

E D T Out0 0 0 00 0 1 00 1 0 00 1 1 01 0 0 01 0 1 01 1 0 11 1 1 0

E: Habilitador; D: Senal bajar; T: Senal tope inferior; Out: Salida

Ahora realizamos lo mismo para la senal de subir.

E U T Out0 0 0 00 0 1 00 1 0 00 1 1 01 0 0 01 0 1 01 1 0 11 1 1 0

E: Habilitador; U: Senal subir; T: Senal tope superior; Out: Salida

Realizando la simplificacion por Karnaugh las salidas nos quedan se la sigu-iente manera: OutDown = EDT y OutUp = EUT respectivamente, aquı clara-mente podemos observar que lo que querıamos lograr se puede alcanzar con solo


una compuerta NOT y una compuerta AND de tres entradas, en la practi-ca lo que utilizamos es una compuerta NAND y una compuerta NOT conSmithTrigger para de esta manera poder utilizar el fenomeno de histeresispara mejorar la onda cuadrada de nuestro circuito astable, a consecuencia deesto nuestras salidas no son OutDown y OutUp, sino OutDown y OutUp, estono tiene importancia porque mas adelante veremos que el circuito funciona conlogica negada, ademas de controlar solo el sentido en que gira el motor y estotambien depende de como conectemos al final el motor. Aquı esta como imple-mentamos finalmente esta parte del circuito:

Figura 3.1: Bajar

Figura 3.2: Subir

Ahora que ya tenemos el circuito para dejar pasar la senal solo cuando elhabilitador esta activo, nos concentraremos en el habilitador, en este caso lounico que necesitamos es un circuito que cuando el circuito astable este ensu nivel bajo y el switch manual tambien este desconectado, nos devuelva un”0”logico. Debido a que aquı tambien utilizamos la compuerta NOT para haceruso de su SmithTrigger y para utilizar el mismo integrado que ya necesitamosen la anterior parte digital tambien utilizamos una compuerta NAND en estaocasion, de este modo nuestra tabla de verdad nos queda de la siguiente manera:

3.2. CONTROL DIGITAL 39

U T Out0 0 00 1 11 0 11 1 1

y el circuito nos queda como se ve en la figura 3.3.

Figura 3.3: Habilitador

Una vez que ya tenemos todo el circuito que envıa la senal de control alpuente H, lo que nos queda por hacer en la parte digital es disenar uno queimpida que ambas senales (la de subir y la de bajar) se activen al mismo tiempo,lo cual serıa fatal para los transistores del puente H. Para disenar el circuitoentonces lo primero que hacemos es la tabla de verdad que nos queda de lasiguiente manera:

U D S0 S10 0 0 00 1 0 11 0 1 01 1 0 0

Nuevamente al resolver la tabla de verdad anterior por Karnaugh las sali-das nos quedan ası:S0 = UD y S1 = DU , con lo cual el circuito nos quedadirectamente ası:

Por ultimo ensamblando todos los circuitos anteriores esto nos queda comose ve en la figura 3.5 :


Figura 3.4: Verificador

Figura 3.5: Circuito digital completo

3.3. Three State

3.3.1. Introduccion

A manera de tener una unica entrada en el circuito digital para las ordenesde subir y bajar, decidimos emplear three states para las senales emitidas porel sensor. Para las emitidas por las llaves manuales haremos el mismo trabajode los three states pero de manera mecanica.

En orden a elevar nuestros conocimientos y llevar a la practica cuestionesrelacionadas a lo aprendido en el curso de .Electronica 1”decimos no utilizar unintegrado, sino que construir el mismo con componentes discretos. El diseno delmismo fue propio ya que los esquematicos que habıamos encontrado al investigarsobre el tema requerıan un considerable numero de componentes al punto deno justificar la relacion de espacio y costo que sumaban los mismos versus loganado al analizar un circuito. Por este motivo dimos un paso mas adelante ynos dispusimos a disenar de cero el circuito.

3.3. THREE STATE 41

3.3.2. Negador con Enable.

El requerimiento basico a tener en cuenta de manera a no estropear la laborde nuestros companeros encargados del sensor era que este circuito tuviese unagran impedancia de entrada. Lo primero que vino en mente fue hacer sencilla-mente que la senal, de ahora en mas referida igualmente como entrada, saturaceo pusiese en corto a un transistor; una clasica aplicacion del mismo como llave.Fue ası como pasamos a analizar el siguiente modelo:

Para cumplir con las especificaciones pautadas, RB debe tener un valor ele-vado. Determinamos que unos 100 [kΩ] serıa suficiente tras el siguiente analisispara determinar la corriente que demandamos al modulo del sensor con la mayorentrada.

VEntradaMAX = VBESAT + IRB ·RB 5 = 0,7 + IRB · 100k

IRB = 43 [µA]

Ahora debemos determinar el voltaje al cual queremos que nuestro transistorsature. Sabemos por investigar en datasheets de integrados que un valor comuna partir del cual una senal se considera como 1 (uno) logico es 2.5 [V], por estemotivo buscamos a continuacion que el transistor sature con una entrada devalor cercano al mismo. Debemos hallar para proseguir el valor de IRB en estascondiciones.

VHightmin = VBESAT + IRB ·RB 2,5 = 0,7 + IRB · 100k

IRB = 18 [µA]

Considerando hfeQ = 100 y la seal activa del enable de 5 [V]


VEnableHight = RC · IRC IRC = hfeQ · [IRB IRC = 1,8 [mA]

→ 5 = 1,8m ·RC RC = 2,78[kΩ]

Finalmente nos decidimos por disponibilidad por una resistencia de 2,2 [kΩ].El transistor no debe tener nada de especial, utilizaremos el 2N2222, ya quees el mismo utilizamos en varias casos en el desarrollo del proyecto (disminuyecosto en compra de componentes de repuesto).

Pasamos a analizar ahora el circuito que disenamos hasta el momento. No-tamos que el mismo se comporta como un negador, pero el gran problema quesurge es que al estar el Enable en 0 [V], la salida opuestamente a lo desado,siempre serıa igual al, mal llamado en este caso, Enable. Esto aparentementenos tira al tacho toda la labor realizada hasta el momento, pero tras buscar porun tiempo la solucion nos entramos con ella.

3.3.3. Nuestro propio Three State

El modelo que soluciono nuestros problemas, cumpliendo cabalmente nues-tras expectativas, es sencillamente un duplicado de nuestro ”Negador con En-ableconectado a la salida del anterior.

A la hora de disenar el mismo consideramos la entrada de este modulo anadi-do no afectarıa en nada al anterior dada su alta impedancia de entrada. El re-sultando, nuestro .Enable 2a es digno del nombre, cumpliendo con el rol esperado,ademas obviamente la salida ya no esta negada. Por ultimo agregamos un diodoen la salida, de manera a que cuando el circuito se encuentra inhabilitado, elmismo queda en alta impedancia. Gratamente podemos concluir que el circuitodisenado cumple plenamente con los requerimientos, y se enmarca plenamenteen la definicion de un ”Three State”.

Por ultimo como corresponde para cada circuito analizado y mas aun deuno disenado pasamos a probarlo con las herramientas que tenemos a mano. Lo

3.3. THREE STATE 43

simulamos con ayuda del Orcad; lo interesante que a obtener con el mismo es latransferencia Senal/Salida, corroborando una adecuada relacion. La grafica dela misma la presentamos a continuacion:

La misma como se ajusta a los parametros demarcados, con una variacionque consideramos despreciable atendiendo que la salida sera conectada a unintegrado, el cual toma como 0(cero) logico valores entre 0 y 1.35 [V], en tantoconsidera como 1(uno) logico los comprendidos entre 3.15 y 5.5 [V]. El rango devalor indeterminado a su vez podemos ver que es mucho menor ahora, que esalgo que naturalmente buscamos eliminar.


3.4. Circuito Astable

3.4.1. Introduccion

Debido a la considerable inercia termica de nuestro sensor, hemos decididoutilizar algo similar a un clock que habilite periodicamente a la senal emitidapor el este. Cabe recabar que la utilizacion de dicho circuito solo se da en elmodo automatico esto es logico teniendo en cuenta que serıa fastidioso en elmodo manual que la parrilla se mueva a intervalos.

Tras investigar y probar un par de modelos de circuito astable, nos decidimospor el siguiente modelo:

El principio basico de funcionamiento del modelo anterior lo explicamos acontinuacion.

Cuando un transistor conduce, el otro se halla en corte, las salidas posiblesse hallan indicadas como V o1 y V o2; las mismas por lo antes mencionado sehallan desfasadas 1800 grados. Para que el circuito funcione de manera deseadase debe dar que R1 y R2 sean mucho menores a R3 y R4 respectivamente. Estopara que el tiempo de descarga de los capacitores sea despreciable en relacional tiempo de carga de los mismos. Por conveniencia utilizaremos los mismosvalores de R1 y R2, ası como de R3 y R4.

Suponiendo que el tiempo de conmutacion de los transistores es mucho menorque el tiempo que les lleva a los capacitores cargarse (lo cual se corrobora en elcircuito final para los componentes utilizados), ademas que ya se encuentra elsistema en un estado estable tras haberse conectado el mismo a Vcc. Ası puesahora suponemos que el circuito se halla en el periodo en el cual Q1 se hallaconduciendo y Q2 en corte, por tanto los capacitores C1 y C2 se cargan a travesde R3 y R2 respectivamente.

3.4. CIRCUITO ASTABLE 45

La constante de tiempo de carga de C1 es:

τ1C1 = R3C1

En tanto que para C2, que esta en serie con Q1 es:

τ2C1= R2C2

Al cargarse C1, VBE2 aumenta, y en el instante t1 llega al valor de Vγ . Portanto Q2 entra en conduccion, disminuyendo su tension en el colector y por endela tension de base de Q1 llevando a este hacia el corte y por ende aumentado elvoltaje de colector del mismo, lo que facilita la conduccion de Q2. En la siguientefigura vemos lo que ocurre en el instante que Q1 entra en corte, en tanto queQ2 esta por entrar en conduccion.

En ese instante los capacitores comienzan a cargarse en sentido contrariohasta llegar en el instante t2 en el que la tension de base de Q1 es el necesario


para llevarlo a la conduccion con lo que analogamente al caso explicado anteri-ormente Q2 entrara en corte. Este proceso como podemos notar es cıclico y quedeterminada la frecuencia del mismo por el valor de los componentes utilizadosen el circuito.


3.4.2. Analisis de cada estado semiestable.

Q2 conduce, Q1 cortado.En t1, Vc alcanza el valor necesario que pone a Q2 activo.

VC1(t1) = Vγ − VCESATYa que C2 completa su carga en un tiempo mucho menor que t1, debido a

la relacion entre las resistencias, VC2resulta:

VC2(t1) = VCC − VBESAT si IR2(t1) = 0

Calculamos ahora las corrientes resistencias exactamente antes que Q2 em-piece a conducir:

IR3 =VCC − Vγ

R3IR1 =

VCC − VCESATR1

La corriente de base de Q1 es:

IBQ1= IR4

=VCC − VBESAT

R4

IC de Q1 es la corriente que circula a traves de R1 y de la corriente a travesde R3. Teniendo en cuenta que R3 R1, podemos considerar que la corrientees la que circula a traves de R1.

IC1 = IR1 + IR3 =VCC − VCESAT

R1+VCC − Vγ

R3' VCC − VCESAT

R1

Al cargarse completamente C2 la corriente por R2 es nula, por lo que laIb de Q1 sera extremadamente pequena e igual al aporte de corriente a travesde R4. Dado esto si Q1 esta saturado, durante todo el periodo de conduccionpermanecera en dicho estado.

Si Q1 esta saturado se debe dar que:

IC1

IB1

=

VCC − VCESATR1

VCC − VBESATR4

< βminQ1

Lo cual se cumple en nuestro caso por lo que resulta innecesario un analisisdel estado activo.


Q1 conduce, Q2 cortado.En t+1 Q1 se encuentra cortado y Q2 esta conduciendo. La variacion del

voltaje en los capacitores no es instantanea, por lo que el mismo se mantienen.

vC1t1−= vC1t1+

= Vγ − VCESATvC2t1−

= vC2t1+= VCC − VBESAT

En t+1 :

VCC = IR3R3 + (IR1 + IR3)rx + VBVSAT

IR1R1 − vC1t

−1

= IR1R1 − Vγ + VCESAT = IR3

R3

⇒ IR3 =IR1

R1 − Vγ + VCESATR3

VCC = Vγ − VCESAT

VCC =IR1

R1 − Vγ + VCESATR3

(R3 + rx) + IR1rx + VBESAT

3.4.3. Calculo de la frecuencia y periodo de cada estado.

El periodo en el que conduce Q1 se encuentra definido por la como va var-iando VC1

, ya que es cuanto le toma llegar a polarizar directamente la base deQ2. La tension en bornes de C1 en el instante t1 resulta:

IR1 =VCC − VBESAT +

Vγ − VCESATR3

(R3 + rx)

rx +R1(R3 + rx)

R3

IR1 'VCC − VBESAT + VCESAT + Vγ

rx +R1

vC1(t1)= VC1f + (VC1i − VC1f )e

−T1τ1 = Vγ − VCESAT τ1 = R3C1

VC1 inicialmente vale lo que alcanza al termino del anterior estado semiestable,lo cual consideramos como el valor final el cual se da cuando la IR3 es nula:

VC1i = vC1inicial= −VCC + VBESAT

VC1f = vC1final= VCC + VCESAT

Por tanto, T1 determinamos a partir de:

vC1(t1)= VCC − VCESAT + (VBESAT − 2VCC + VCESAT )e

−T1R3C1 = Vγ − VCESAT


T1 = R3C1 ln

(2VCC − VBESAT − VCESAT

VCC − Vγ

)Para determinar el tiempo de conduccion de Q2 (T2) procedemos de manera

similar:

vC2(t2)= VCC − VCESAT + (VBESAT − 2VCC + VCESAT )e

−T2R4C2 = Vγ − VCESAT

T2 = R4C2 ln

(2VCC − VBESAT − VCESAT

VCC − Vγ

)Por tanto la oscilacion del circuito se da con una frecuencia:

f =1

T1 + T2


3.4.4. Implementacion

A la hora de definir la salida del astable, tomamos en consideracion lascaracterısticas de nuestro sensor y el tiempo que demora la parrilla en ir de untope al otro. Tras analizar esto hemos considerado que el periodo en que la senalse encuentra habilitada tendrıa que estar entre los 0.5 y 1 segundos; en tantoque el tiempo entre estos periodos debe ser de 1 a 2 segundos.

Hemos decidido utilizar para R4 como para R2 valores de 22 [kΩ], y dadoesto obtamos por una resistecia 100 veces menor para R1 y R3, es decir de220 [Ω], esto con ayuda del Pspice ya que al simular el circuito con esta relacionentre resistencias la senal obtenida fue apreciablemente cuadrada.

Por tanto ahora nos queda determinar el valor de los capacitores para poderobtener los periodos buscados. Ası pues acotados tambien por la disponibilidaden el mercado local decidimos utiilizar:

C1 = 100 [µF ] C2 = 47 [µF ]

Tomando la salida claro en C2. Con estos valores nuestros periodos por tantoseran de:

T1 = 22k · 47µ ln

(2 · 5− 0,7− 0,2

5− 0,7

)T1 = 775 [ms]

T1 = 22k · 100µ ln

(2 · 5− 0,7− 0,2

5− 0,7

)T1 = 1,65 [s]

Simulamos ahora el circuito con ayuda del PSpice


En la misma observamos que el valor maximo del 0 logico es de 1.2 [V], locual es bueno ya que nuestro debido al integrado podemos variar en un rangode 0 a 1.5 [V]. Tambien apreciamos que se cumple lo pretendido en relacion ala cuadratura de onda, de todas formas para estar mas seguros de conseguir lopretendido, esta senal sera trigada en su primera fase como lo podemos observaren la seccion de Control Digital


3.5. Puente H

3.5.1. Introduccion

A fin de controlar el accionamiento de nuestro motor, tanto para subir obajar la parrilla, emprendimos una investigacion de las soluciones empleadaspara problemas similares. Ası pues, dado que el motor a utilizar serıa el de unlimpiaparabrisas o levanta vidrios, las primeras busquedas fueron de circuitos decontrol de ellos en vehıculos. Los mismos encontramos que se hallan controladospor reles con swichts, en modelos viejos, o integrados, en los mas nuevos, quemanejan su estado. Pero este modelo no nos resulta tan conveniente teniendo encuenta los objetivos academicos del trabajo. Por ello pasamos a buscar modelosde control de motores DC en aplicaciones electronicas. Tras esto optamos poremplear un puente H con transistores, el cual es de amplia utilizacion en estoscasos. El mismo permite un control completo del motor, es decir, podemoscalcular el sentido y la velocidad de giro (el voltaje en realidad, del cual dependela misma).

Basicamente lo que se pretende realizar con el mismo es controlar el estadode dos parejas de transistores Q1-Q4 y Q2-Q3; de manera que cuando unapareja este saturada, la otra se encuentre en corte permitiendo ası el giro enun sentido, e invirtiendolo sencillamente al cambiar la pareja de transistores deestado (corte a saturado y saturado a corte).

3.5. PUENTE H 53

3.5.2. Modelo elegido.

Tras ver como podrıamos aplicar el puente H para cumplir con todas nuestrasexpectativas para accionamiento el motor, atendiendo los transistores a utilizarteniendo en cuenta los requerimientos de corriente y su disponibilidad en elmercado local, ademas de que el mismo sea lo mas sencillo a la hora de controlary otros puntos menos relevantes, finalmente seleccionamos siguiente circuito:

En este modelo, los transistores Q1 y Q6 son empleados para controlar alos otros cuatro, siendo Q1 responsable del estados de Q2 y Q5, en tanto Q6

es responsable del estado de los dos restantes. Estos transistores de control nodeben soportar altas corrientes (no son altas al comparar con las que atraviesana los otros cuatro), por lo que no necesitan ser tan robustos. Seleccionamos paraesta tarea a una pareja de transistores 2N2222, los cuales soportan una corrientede colector de hasta 800 [mA].

Los transistores Q2, Q3, Q4 y Q5 que hacen las veces de switchs deben sopor-tar toda la corriente del motor. Este corroboramos en la practica que consumehasta 6 [A] y normalmente 4.7 [A] al operar, y esto fue el gran determinante ala hora de elegir el transistor correcto para la tarea.

Tras investigar un poco y averiguar la disponibilidad quedamos con dos posi-bilidades, las parejas TIP120 (NPN) TIP125 (PNP) y TIP 140 (NPN) TIP145(PNP). La primera tiene una corriente nominal de 5[A], lo cual deberıa sersuficiente atendiendo que esto se supera solo por instantes; pero ya que la se-gunda tiene una corriente nominal 10 [A] y no es grande la diferencia de costo,utilizamos esta, con lo que ganamos mucha robustez.

Los cuatro diodos que vemos en la figura son los denominados ”Diodos derueda libre”, los mismos proporcionan seguridad a nuestros transistores ante lostıpicos picos de voltaje en los bornes del motor debido a la inductancia presenteen el mismo. En realidad nuestros los TIP 140 y TIP 145 tienen un diodo en


paralelo o ”Diodos de rueda librecomo podemos ver en el modelo proporcionadopor el fabricante:

De todas maneras es de buena practica incluir estos a modo de proteccionextra para los mismos.

Para definir los elementos restantes, que son basicamente las resistencias autilizar debemos analizar antes otros puntos.

3.5.3. Senal de control.

Un punto fundamental a definir fue que controlarıa nuestro puente H, parapoder ası elegir los elementos adecuados a utilizar atendiendo cuestiones comolos voltajes que caracterizarıan a cada estado, el margen en la que estos puedenvariar y limitaciones de corriente que la misma puede entregar.

Debido a que ya estaba decidido la utilizacion de un circuito digital de con-trol, lo mas sencillo es que el mismo sea directamente el encargado de realizardirectamente el control del puente H. Por tanto la senal proviniente de nuestrointegrado 74LS08 sera la encargada de llevar a cabo esta tarea.

Ahora pues que ya definimos esto pasamos a ver que precauciones tomar enreferencia a los valores de corriente y voltajes de nuestra senal de control. Paraello investigamos en el datasheet del integrado. obtenemos los valores de voltajescrıticos que tendremos que tomar en consideacion a la hora de determinar elvalor y el diseno de los componentes.

El voltaje maximo de Vlow, es de 0.5 [V]. En estas condiciones queremos queel motor no gire, por tanto nuestro transistor de control debe estar en corte.Comprobamos con el datasheet del 2N2222 que dicho valor de voltaje es menora su Vγ , por tanto el mismo estara en corte como lo deseamos.

Yendo al otro extremo, el voltaje mınimo proporcionado por el integradocomo valor de Vhigh es de 2.5 [V], condicion en la cual pretendemos nuestrosmotor gire, por lo que nuestro transistor de control debe estar saturado. Paracumplir con esto debemos definir ahora el valor de las resistencia.

3.5.4. Analisıs y diseno para la saturacion.

Primeramente para emprender esta labor tuvimos que familiarizarnos con elcomportamiento de nuestros transistores Darlington. Procedimos a buscar sus

3.5. PUENTE H 55

caracteristicas en el datasheet, pero solo encontramos los valores maximos ymınimos, o solo uno de estos, para los valores caracterısticos del mismo disenar.Debido a esto pasamos a hacer simulaciones en el Orcad del mismo, tras lascuales obtuvimos:

hfe = 500 VBESAT = 2,5 [V ] Vγ = 1,5 [V ] VCESAT = 1,5 [V ]

En tanto para el transistor 2N2222 hemos considerado los siguientes paramet-ros:

hfe = 100 VBESAT = Vγ = 0,7 [V ]

Considerando despreciable VCESAT del mismo.El circuito que analizaremos sera el siguiente:

No consideramos necesario el analisis el circuito completo, ya que los otrosdos transitores deben estar en corte, y debido a la simetrıa existente, lo quehagamos para una rama es igualmente valida para la otra. Tampoco entramos aanalizar los respuestas transitorias, por lo que consideramos al motor unicamentecomo una carga resistiva. Nuestras suposiciones que marcan nuestro punto departida es que los transistores se hallan saturados. A partir de esto empezaremosa determinar los valores de los demas componentes a modo de asegurar esto.

Ahora debemos determinar el valor de la R1. El mismo buscaremos que,ignorando la corriente de base del 2N2222 Q3, nos permita saturar con su corri-ente a ambos transistores Darlington (Q1 y Q2). Por tanto dicha corriente debeser tal que:

ILoad 6 hfeDarlington · IR1IR1max =

6

500Si cumplimos con dicha condicion aseguramos que Q1 y Q2 esten saturados.

Pasamos ahora a hacer un siguiente analisis de malla empleando la LVK:


VCE1+ IR1

·R1 + VBE2= 12 2,5 +

6

500R1max + 1,5 = 12

⇒ R1 6 666 [Ω] R1 = 560 [Ω]

Con la eleccion de esta resistencia, se tiene una corriente de colector en Q3:

IQ3= 14 [mA]

Habiendo definido el valor de R1, el unico valor restante a determinar es elde R2. La precaucion a tomar a la hora de elegir al mismo es por un lado lamisma tomada para la eleccion de R1, con la diferencia que el transistor queahora pretendemos saturar es Q3; y por otro, debemos atender a no demandarmas corriente de la que puede soportar el integrado. Procedemos ahora a hacerun analisis de la siguiente malla, valiendonos nuevamente de la LVK:

3.5. PUENTE H 57

VSenal = VBE3 + V γ2 + IR2 ·R2

IR1 6 hfeQ3 · IR2 y IR2 6 20[mA]

Al darse la primera condicion estamos cumpliendo a su vez la segunda.

2,5 = 0,7 + 1,5 +14m

100R1max

R1max = 2100 [Ω] → R1 = 2 [kΩ]

Finalmente hemos hallado todos los valores de las resistencias y esta ultimovemos es adecuada aun al llegar al voltaje maximo de la senal y considerandoVBE2 nulo, la corriente que entrega por el integrado estara en su rango detrabajo.

3.5.5. Simulacion del Puente H conectado al motor.

Tenemos todo el circuito listo, es tiempo de analizar que ocurre en los tran-sitorios y por curiosidad en los rangos no definidos, los cuales como ya expli-camos tratamos de evitar con varias etapas de Triggers. Procederemos a hacerun analisis con pulsos cuadrados, iguales a los que permitirıa nuestro astable,y una simulacion parametrica para observar el comportamiento ante cualquiersenal posible.


Primeramente veamos lo obtenido de la simulacion parametrica.

Tras analizar las mismas no encontramos ninguna sorpresa. Funciona de

3.5. PUENTE H 59

acuerdo y a lo determinado al elegir los componentes, con lo que estamos satis-fechos con su actuacion para los rangos de la senal de control definidos por lainterfaz.


Ahora veamos lo obtenido con la simulacion en el tiempo al estimular alcircuito con la onda cuadrada.

Igualmente que tras analizar lo obtenido con la simulacion parametrica, todose enmarca en lo esperado. Existen pequenos saltos de voltaje debido al inductorpero nada alarmante, consideramos mas que suficiente la proteccion brindadapor los diodos de rueda libre.

3.6. ENSAMBLAJE PARRILLA 61

3.6. Ensamblaje parrilla

La idea en un principio era que la parrilla sea originalmente de altura reg-ulable en forma manual, y a partir de ahı comenzar las modificaciones, prontonos dimos cuenta que esto no serıa viable desde el punto de vista economico, yaque estas parrillas, o incluso las parrillas en general se encuentran a un preciobastante elevado (rondando los 800000 guaranıes las usadas en buen estado),por lo que finalmente recorrimos ventas de chatarras hasta encontrar una queparecıa ajustarse a nuestras necesidades, estaba oxidada y faltaba terminar al-gunos detalles, pero base la estaba ahı.

Figura 3.6: Parrilla

El armaje tenıa un tubo soldado a dos rulemanes que son los que permitenque el tubo gire para alzar o bajar la parrilla, inicialmente ambos rulemanesestaban oxidados por lo que tuvimos que aceitarlos con fluido de direccion, luegode dejarlos reposar un tiempo ası la resistencia al girar disminuyo notablemente,ademas el tubo que atravesaba el armaje de lado a lado estaba descentrado porlo cual pedimos al herrero que nos lo cambie y que sea por uno mas fino(para quesuba y baje mas lentamente), tambien pedimos al herrero para soldar un tuboen la parte exterior del ruleman, el cual nos servira para soldar los engranajesque conectaran el motor con la parrilla.

Los engranajes que utilizamos fueron de bicicleta, con una relacion de 2 a 1,utilizamos estos porque eran mucho mas baratos que otros tipos de engranajes,ya sean de motocicletas u otros, y porque utilizan cadenas comunes que sonfaciles de anadir, son suficientemente robustas y por supuesto mas baratas quecadenas para otro tipo de aplicacion, sin contar con que se pueden conseguir encualquier ferreterıa.

Para el motor el primer requisito es que sea CD (corriente directa) ya que


Figura 3.7: Tubo soldado al exterior del ruleman ya con engranaje

como la parrilla debe subir y bajar lo mas facil serıa un motor CD al cual solo leinvertimos el voltaje en funcion al sentido que queremos que gire, otro requisitoaunque no tan importante como el primero, es que el motor gire lo mas lentoposible, ya que el recorrido de la parrilla es corto y no queremos que la alce obaje muy rapidamente.

Lo primero que miramos gracias a la sugerencia del profesor fue un motorde limpiaparabrisas de automovil, este parecıa prometedor, pero un examende cerca de su reductora revelo que como los limpiaparabrisas deben girar deun lado a otro siempre llegando hasta el mismo punto, la reductora ya incluıaun brazo que hacıa este trabajo, por lo cual el motor siempre giraba en unmismo sentido dejando el trabajo de cambiar el sentido a la reductora. Esto noscondujo a buscar otro tipo de motor que cumpla nuestras expectativas y tengauna reductora directa, y esos requisitos los cumplio un motor de levantavidrios,el cual compramos de un desarmadero de vehıculos.

Este motor nos parecio bastante mas interesante, ya que aparte de que sureductora es directa, el motor es mas robusto. Una vez decidido que utilizarıamoseste motor, lo que hicimos es llevar a una tornerıa para que nos coloque un ejesobre el cual insertar el otro engranaje de bicicleta.

Cuando ya tenıamos el eje y los engranajes, volvimos a la herrerıa parapedirle que nos fabrique el soporte del motor, este debıa estar perfectamentealineado con el engranaje de arriba para que la cadena pueda girar sin problemas.Ademas ideamos un sistema para que el motor pueda subir y bajar sobre un eje,para que de esta manera sea posible tensar la cadena en cualquier momento,esto es util debido a que las cadenas en general con el uso se aflojan (estiran) yes necesario ajustarlas.

Otro de los puntos importantes en el diseno de la parrilla fue como realizar

3.6. ENSAMBLAJE PARRILLA 63

Figura 3.8: Reductora del motor de limpia parabrisas

los topes de fin de carrera, nos comentaron que existen llaves ya ensambladaspara este fin, pero averiguando en los comercios nos dimos cuenta que todostenıan una temperatura de funcionamiento < 80, lo cual era insuficiente parala aplicacion que nosotros necesitabamos, ademas de ser muy caras, las masbaratas rondaban los 60000 guaranıes. A consecuencia de esto nos dispusimos a”fabricar”nuestra propia llave de fin de carrera, para llevar a cabo esto necesita-mos un cable que resista temperatura, un pegamento para altas temperaturas yque se comporte como aislante electrico y topes soldados por la parrilla para queactuen de soporte; rebuscandonos logramos conseguir todos esos componentesy el resultado se puede observar en la figura 3.9 (aun sin colocar los cables quesoportan temperatura):

El resultado final una vez ensamblada toda la parrilla es ası:


Figura 3.9: Tope ya con pegamento aislante

3.7. Motor

El modelo que utilizamos para el motor fue un circuito RL en serie, estees el modelo mas simple de un motor de CD ya que no contempla su inercia,su coeficiente de viscosidad, etc. En un principio nos dispusimos a hallar todosestos parametros, pero luego tras investigar nos dimos cuenta que un modelo contodos estos parametros se utiliza solo cuando es de interes controlar la velocidaddel mismo; como en nuestro caso este aspecto no era de interes el modelo massimple era suficiente.

Tanto para hallar la resistencia, como para hallar la inductancia, es necesariohacer girar el motor en pequenos pasos y tomar varias medidas, esto es porquela resistencia y la inductancia cambian dependiendo de cual bobinado es el queestamos midiendo. Luego de obtener todas las medidas, se hace un promediopara obtener los valores que utilizaremos en las simulaciones.

3.7. MOTOR 65

Figura 3.10: Ensamblaje final

Lectura Num. Inductancia(mH) Resistencia(Ω)1 1.267 0.902 1.453 1.003 1.354 1.024 1.435 0.975 1.280 0.916 1.219 0.987 1.351 0.918 1.290 0.869 1.329 0.93

Promedio 1.331 0.94

Para medir la velocidad angular, lo que hicimos fue marcar un punto dereferencia en el engranaje y con un cronometro medir el tiempo que tarda encompletar tres revoluciones, luego utilizamos la relacion ω = 2πf para hallarsu velocidad angular; esto fue posible ya que la reductora hace girar al motortan lentamente como para que el error humano no sea muy significativo enlas medidas. Las medidas las hicimos con un voltaje de fuente de 9 V, estoes debido a que la fuente que utilizaremos para el trabajo entrega 10 V, perotambien existe una caıda en los transistores del puente H, por lo que un valoraproximado del voltaje que caera en el motor es 9 V.


Figura 3.11: Dando los ultimos toques de pintura

Vueltas Tiempo(s) V. angular (rads/s)3 6.18 3.049

3.8. MANUAL DEL USUARIO 67

3.8. Manual del Usuario

3.8.1. Panel de Control

El panel de control contiene 4 perillas como se ve en la figura 3.12, en realidadesto es porque esta version aun es un prototipo, versiones mas desarrolladassolo incluiran 3 perillas (subir, bajar y manual). Pero prosigamos ahora a ver elfuncionamiento del panel que se dispone actualmente.

El unico punto a resaltar es que para entrar o salir del modo manual espreciso seguir el orden que se indica en la figura 3.12, es decir para entrar enmodo manual si se esta actualmente en modo automatico, lo que se tiene quehacer primero es mover la perilla 3 y luego la perilla 1, una vez hecho esto, yase puede utilizar indistintamente las perillas 2 y 4 para subir o bajar la parrilla.

Figura 3.12: Bajar

3.8.2. Precauciones

El peso sobre la parrilla debe ser como maximo de 15 kg.Mantenga la cadena y los rulemanes bien lubricados.No exponga el panel al calor. Mantengalo alejado de la parrilla, el mismo no

debe operar con temperaturas mayores a los 700 Celsius.Guarde la parrilla y el panel bajo techo.Limpie el equipo tras su uso, asegurandose de que no queden residuos en las

rejillas de ventilacion del panel.


3.9. Presupuesto

3.10. CONCLUSION 69

3.10. Conclusion

Este fue el primer proyecto en lo que va de la carrera en que nos sentimoscomo verdaderos alumnos de ingenierıa electronica, vivimos por carne propia elmetodo ingenieril, disenando un sistema, probando si funciona y volviendo a lamesa de dibujo si no era ası; siempre se dice que sin equivocarse no se aprendey nuestra carrera no es la excepcion, sin embargo debido a que nuestra carreralleva el nombre de ingenierıa, solucionar problemas es parte de la profesion.

Esto adquirio especial relevancia durante el desarrollo de este proyecto siconsideramos la gran cantidad de problemas que surgieron, tanto pequenos comograndes; todos ellos representando una barrera para el cumplimiento de nuestrosobjetivos. Aprendimos a trabajar con calma y en equipo para solucionar estosproblemas los cuales afrontamos uno a la vez, para de esta manera poder cumplirlo que nos propusimos, y finalmente lo hicimos.

Tambien es necesario resaltar la comunicacion que existio entre los dosgrandes modulos del proyecto, ya que de entrada se definio como serıa la in-terfaz entre ellos, gracias a esto una vez que tuvimos todos los modulos listospor separado no nos surgieron problemas mayores en ese aspecto, siendo todaslas comunicaciones coherentes con lo que habıamos definido previamente.

Otra de las cosas importantes de este proyecto, al menos en nuestro caso enparticular fue que para el desarrollo de la parrilla tuvimos que salir del mundolaboratorio/facultad e ir al mundo real en busca de precios, gente que entiendaque era lo que querıamos lograr, ser lo suficientemente concretos a la hora deexplicar lo que nosotros querıamos lograr, explorar opciones cuando parecıa queno habıa otra salida mejor, en sıntesis se practico mucho el trato con personasfuera del ambito academico y mas en el ambito comercial, ademas nunca es lomismo lo que pensas se puede hacer cuando estas dentro del laboratorio y loque en realidad es posible considerando tu situacion demografica.


Figura 3.13: Planilla de presupuesto

Apendice A

Codigos de Matlab

A.1. Grafica de error relativo.

%formato de numero: "formato de ingenierıa".

format short eng

% constantes utilizadas en la ecuacion

a0=-0.048868252;

a1=19873.14503;

a2=-218614.5353;

a3=11569199.78;

a4=-264917531.4;

a5=2018441314;

%vector de voltajes a partir del cual se obtendran las temperaturas.

v=0:1e-6:41.8e-3;

%ecuacion que se aproximado a las caracterısticas de voltaje-temperatura

%del termopar

temp=a0+a1*v+a2*v.^2+a3*v.^3+a4*v.^4+a5*v.^5;

%nueva figura,

figure(1)

error_relativo=(v./55.2e-6-temp)./temp*100;

plot(temp,error_relativo);

title(’Error relativo considerando caracterısticas lineales del termopar’) ;

xlabel(’Temperatura (oC)’);

ylabel(’Porcentaje de error’ );

grid on

axis([25 300 -100 100]);

71

72 APENDICE A. CODIGOS DE MATLAB

A.2. Aneoxo 2

Bibliografıa

[1] “Sensors and Signal Conditioning”, Second Edition. Ramon Pallas-Areny;John G. Webster. A Wiley-Interscience Publication JOHN WILEY &SONS, INC.

[2] “Electronica”. Allan Allan R.

[3] “Amplificadores Operacionales y Circuitos Integrados Lineales”

[4] “Complete PCB desing using OrCad Capture and PCB Editor”. KraigMitzner.

[5] www.neoteo.com/puente− h− con−mosfet− para−motores− cc.neo

[6] www.tecnologiaseso.es/pdf/electronicapdf

[7] robots− argentina.com.ar/MotorCCPuenteH.htm

73

Sistema Avanzado de Control de Asado

Engineering

Transcript of Sistema Avanzado de Control de Asado